Tête HF
décamétrique
à forte linéarité
Article paru dans la revue Radio REFd'avril 1977
7010 kHz, Radio Pékin 240 kW 7075 kHz, Radio Tirana 240
kW
7035 kHz, Radio Pékin 240 kW Radio Le Caire 100 kW
7050 kHz, Radio Pékin 240 kW 7080 kHz, Radio Tirana 240 kW,
Radio Le Caire 100 kW Radio Pékin 240 kW
7055 kHz, Radio Pékin 240 kW 7090 kHz, Radio Tirana 500 kW
7060 kHz, Radio Pékin 240 kW 7095 kHz, Radio Pékin 120 kW
7065 kHz, Radio Tirana 240 kW 7100 kHz, Radio Moscou 240 kW,
Radio Téhéran 100 kW
et là, au milieu, la station DX qui nous intéresse avec ses 100
W et son dipôle mal
dégagé.
Historique
Dans les années 30 dominaient les trois impératifs suivants:
Un récepteur doit être sensible.
Un récepteur doit être sélectif.
Un récepteur doit rejeter la fréquence image.
Avec la BLU vint s'ajouter l'impératif de stabilité en
fréquence.
La sensibilité s'obtenait en cascadant des étages HF.
La sélectivité, comme les filtres à quartz n'étaient pas
utilisés, s'acquérait à l'aide de filtres LC sur des
fréquences intermédiaires de 50 ou 80 kHz et comme cela était
incompatible avec une bonne réjection de la fréquence image, il
était nécessaire de prévoir une première FI sur 1,6 MHz au
plus.
Enfin, pour des raisons de stabilité, on utilisait parfois une
fréquence intermédiaire variable, précédée d'un mélangeur
à quartz.
Ces principes aboutissaient à des monstres tel celui de la
figure 1, exemple parfait de ce qu'il ne faut plus faire
aujourd'hui.
Les milieux professionnels ont vite compris qu'il fallait
arrêter la course aux microvolts, sauf en ce qui concerne le
matériel proposé aux amateurs où, l'argument faisant toujours
vendre, on passait pudiquement sur les caractéristiques de
transmodulation au profit de celles en sensibilité...
En effet, depuis 1930 notre environnement radioélectrique a
évolué, les émetteurs sont devenus plus puissants, plus
nombreux aussi (voir l'intéressante bande exclusive des 40 m),
nos bandes ont rétréci, la pollution radioélectrique a suivi
l'essor industriel; bref, le problème aujourd'hui pour entendre
un correspondant, consiste plus à éliminer tous les brouillages
qui le couvrent qu'à amplifier ce correspondant lui-même. Et
quand la technique ne suit pas, on se retrouve devant un
récepteur inutilisable la nuit sur 40 m et sur toutes bandes
quand on a un voisin OM ou un centre d'émission ondes courtes à
proximité.
La sensibilité
Dans les pages précédentes, nous avons vu les courbes des
bruits atmosphériques, galactiques ou industriels en fonction de
la fréquence; ce sont des valeurs moyennes. Même en prenant une
marge de sécurité pour les rares jours (ou nuits) où ce bruit
tombera en dessous de la courbe, on constate qu'il est inutile de
courir après une sensibilité extraordinaire puisqu'elle ne
servira qu'à amplifier du bruit.
En décamétrique BLU, un facteur de bruit de 15 dB est
suffisant, et tous les auteurs s'accordent à dire que chercher
à faire mieux, même sur 10 m ne pourrait que nuire à la
performance primordiale aujourd'hui sur ces bandes: la
transmodulation, et ce surtout sur les bandes basses où 27 et 37
dB suffiraient (référence 1).
Sélectivité FI,
fréquence image
Ces deux critères, qui s'opposaient Il y a quelques années, ne
posent plus de problème à l'amateur depuis l'apparition des
filtres à quartz 9 MHz; toutes les sélectivités sont possibles
et la fréquence image est rejetée à 18 MHz de la fréquence
principale. Des filtres à quartz sur plus de 20 MHz vont encore
améliorer ces performances et simplifier les filtres d'entrée
HF dans les années à venir.
Malheureusement les fabricants de matériel amateur, s'ils ne se
l'imaginent pas, nous laissent croire qu'un filtre FI 9 MHz aux
performances de réjection annoncées supérieures à 100 dB,
peut être posé sans plus de précaution sur un circuit imprimé
et y conserver son taux de réjection. Une telle pratique
gaspille les dB par dizaines et une maigre plaque de métal
soudée entre les bornes du filtre n'y change pas grand chose.
Outre le filtre, le mélangeur et les amplis FI doivent être
blindés de façon sérieuse, et les alimentations doivent être
filtrées à outrance.
100 dB, cela signifie pour un signal utile de 10 micro Volts, que
le signal parasite fait 1 V; cela rayonne facilement d'un bout à
l'autre d'un circuit imprimé.
Stabilité en
fréquence
Ce point est aussi résolu aujourd'hui grâce aux VFO à mélange
(pompeusement appelés, et à tort, synthétiseurs) et aussi
grâce aux boucles à verrouillage de phase qui commencent à
faire leur apparition dans le matériel amateur.
Cette possibilité de VFO stables permet la réalisation de
récepteurs à simple changement de fréquence avec oscillation
locale supérieure à la fréquence à recevoir, ce qui rejette
la fréquence image dans des bandes où les signaux sont moins
puissants et où souvent Il n'y a pas de propagation à grande
distance.
Par exemple, avec une FI sur 9 MHz, l'oscillateur local devra
être sur 12,5 MHz pour le 80 m, et 23 MHz pour le 20 m, ce qui
reporte les fréquences images respectivement sur 21,5 et 32 MHz.
La solution trop classique du VFO 5 à 5,5 MHz aurait mis les
fréquences images sur 14 et 3,5 MHz où on ne peut pas dire que
règne le plus grand calme.
Dans un VFO à mélange, un VFO stable sur une fréquence variant
généralement de 5 à 5,5 MHz est mélangé à des fréquences
quartz pour obtenir la fréquence finale désirée; il faut
calculer les principaux produits de mélange parasites et
prévoir en sortie des filtres capables de les rejeter
suffisamment. Un simple circuit accordé est très insuffisant;
il faut des filtres de bande à deux, trois ou quatre cellules,
et de la chance pour qu'aucun produit ne tombe dans la bande
passante!
Dans un oscillateur verrouillé en phase, comme dans tout autre
d'ailleurs, Il faut faire attention au bruit résiduel qui
limitera toutes les performances de sélectivité du récepteur;
sa mesure n'étant pas du domaine amateur, il faut se fier aux
schémas éprouvés ou suivre des lignes connues: oscillateurs
fournissant de la puissance, circuits à Q élevé, transistors
oscillateurs ou amplificateurs à faible bruit.
Sélectivité HF
Ce sujet a été abordé par F2MM en même temps que la
protection contre les réponses parasites dans les articles
précédents. Signalons simplement qu'en décamétrique bandes
basses, dans un récepteur aux prétentions élevées,
l'utilisation d'un seul circuit accordé est une erreur
fondamentale; un filtre à quatre circuits accordés est un
minimum pour des performances sérieuses et les auteurs
renommés, américains ou allemands n'hésitent pas à en placer
six ou huit en couplant les passe-bande aux passe-haut et aux
réjecteurs de FI (référence 2).
Linéarité
Ce problème vient d'être aussi étudié, avec intermodulation,
blocage et point d'interception du troisième ordre; c'est dans
ce sens que doivent être conçus les récepteurs modernes.
Plusieurs articles en ont traité dans les revues amateurs ces
dernières années, en particulier un, signé DJ2LR, dans Ham
Radio d'octobre 75 (référence 3) et qui a été à la base de
la description suivante.
Principe de la tête
HF (figure 2)
Elle a été réalisée sur la
bande 40 m car c'est sur celle-ci que se posent le plus les
problèmes de transmodulation; cependant, moyennant un VFO et le
filtre de bande en conséquence, l'ensemble peut fonctionner sur
n'importe quelle bande amateur décamétrique, y compris le 160 m
(et sur 2 m avec adjonction d'un étage HF).
Il n'y a bien sûr pas d'étage HF, le mélangeur est un pont de
diodes équilibré et la FI prévue est de 9 MHz, la
sélectivité étant assurée à ce niveau par un filtre XF9B en
BLU et un filtre XF9M en télégraphie (facultatif).
Le filtre de bande
Avec la technologie adoptée, à moins d'avoir un voisin
radioamateur dont les antennes sont à moins de quelques
longueurs d'onde des vôtres, il n'est pas nécessaire de
prévoir un filtre accordable tout au long de la bande. Cela nous
supprime d'ores et déjà le bouton de commande généralement
appelé présélecteur.
Le Document H2-04 donne la formule de calcul pour un filtre de
bande à deux circuits accordés assez facile à réaliser; nous
le reproduisons figure 3. Si F1 et F2 sont les limites de bandes
prévues et R l'impédance itérative (50 ohms dans notre cas car
c'est l'impédance de tous les éléments utilisés).
On a:
L = R.(F2-F1)/(2.pi.F1.F2)
C=(F2/F1)/(2.pi.R.(F2-F1))
G=(F2+F1)/(4.pi.R.F1.F2)
avec F1 et F2 en Hertz (F2 > F1)
L en Henry
C et G en Farad
R en ohms
La bande qui nous intéresse s'étend de 6,9 à 7,3 MHz car les
amateurs américains peuvent émettre jusqu'à 7,3 MHz. Le calcul
avec 50 ohms donne:
L = 63,2nH. C = 7520pF. G = 449pF.
La valeur de L rend difficile la réalisation d'un tel filtre.
Si nous le calculons pour 800 ohms, nous trouvons les valeurs,
plus réalistes, de:
L = 1,01 uH. C = 526 pF.(on prendra 470) et G = 28pF.
Comme le filtre utilise des bobines en entrée et en sortie, Il
suffit de se brancher sur une prise donnant 50 ohms; soit à
SQR(50/800)=1/4 de la masse (voir figure 4).
La courbe de réponse calculée de ce filtre est donnée figure
5. Nous avons vu que la fréquence image avec un VFO calé sur 16
MHz se trouvera sur 7 +
(2 x 9) = 25 MHz. A cette fréquence, l'atténuation sera de 54
dB, valeur trop souvent admise dans le matériel qui nous est
vendu, mais à notre avis insuffisante. Nous allons donc doubler
ce filtre (figure 6).
Après avoir essayé toutes
sortes de tores, rendant assez difficile l'ajustage de la bobine,
nous nous sommes rabattus sur des supports classiques à noyau
réglable pour nous rendre compte que les résultats étaient aussi bons
Les supports des bobinages font 18 mm de diamètre (valeur non
critique) ; dans notre cas il a fallu 6 spires, prise à 1,5
spire à partir de la masse.
Les ajustables sont à air, les condensateurs fixes au mica. Le
filtre non blindé perd 30 dB sur ses performances hors bande; il
est donc impératif de le blinder soigneusement (la photo n° 1
se passe de commentaire) le blindage est réalisé en circuit
imprimé double face, ce qui semble être suffisant.
Les alvéoles contenant les circuits accordés mesurent 38 x 45 x
60 mm et ceux contenant les condensateurs ajustables mesurent 34
x 45 x 60 mm.
Les condensateurs G étant au minimum de leur capacité. on
règle les quatre bobines pour un maximum sur 7300 kHz; après
quoi on augmente la valeur des trois condensateurs G jusqu'à
trouver une belle courbe s'étendant de 7 à 7,3 MHz.
Il faut un générateur HF et une excellente réserve de patience
pour y arriver, sinon la courbe sera moins belle.
Le possesseur d'un oscilloscope aura tout intérêt à wobuler un
oscillateur HF ou un VCO (voltage contrôlé oscillateur en
franglais) par un oscillateur BF ou même le secteur et à
observer sa courbe sur l'oscilloscope s'il passe le 7 MHz, sinon
via détection par une diode. Le synoptique de la méthode
employée est donné figure 7.
On rajoutera D et R si
l'oscilloscope ne passe pas 7 MHz.
A: vers oscilloscope (déviation verticale)
B: vers oscilloscope (déviation horizontale)
En jouant sur L et G on modèle la courbe à son gré (photo n°
2).
Les performances obtenues après blindage sont les suivantes:
Atténuation dans la bande: 3 dB, réjection FI 25 MHz: 95 dB,
réjection 3,5 MHz: > 100 dB, réjection 14 MHz: 94 dB
(valeurs mesurées sur l'ensemble récepteur donc tenant compte
du bruit des oscillateurs).
Un filtre presque semblable a été réalisé pour le 80 m, bande
3,4 à 4 MHz (figure 8). Les deux bobines centrales sont la
moitié et leurs condensateurs le double de leurs collègues
extrêmes - ce qui est plus logique - mais les résultats n'en
semblent pas meilleurs. Même procédure de réglage: les trois G
au minimum, accord sur 4.000 kHz puis augmentation des G.
Atténuation dans la bande: 3 dB, réjection sur 14 MHz: 92 dB,
réjection sur la FI 21,5 MHz non mesurée.
Pour le 160 m :
L = 7,07 uH (4 bobines identiques).
C = 895 pF. G = 105 pF.
Bande couverte: 1,8 à 2 MHz prises à 1/4 côté masse. Accord
avec G à zéro:
2 MHz.
Atténuateur
HF
Il ne faut pas avant le filtre 9 MHz faire agir la CAG sur un
étage amplificateur ; les caractéristiques de linéarité d'un
transistor sont optimales pour un certain régime de
fonctionnement; l'action d'une CAG ne peut que dégrader ses
performances et cela au plus mauvais moment puisqu'en présence
d'un signal fort.
Nous verrons que les performances du mélangeur et de
l'amplificateur FET de puissance sont telles que, dans des
conditions de trafic normales, la présence d'un signal très
puissant à côté de celui qu'on écoute ne doit pas perturber
leur fonctionnement; par contre, si on écoute ce signal
puissant, il va atteindre les étages FI 9 MHz qui eux ne sont
pas prévus pour de tels régimes et qui vont en plus supporter
le gain du JFET de puissance.
L'impossibilité de commander
le courant d'un étage amplificateur HF a conduit à la création
d'étages spécialement prévus pour l'atténuation, et en
particulier à l'utilisation de diodes PIN, éléments dont la
résistance en HF dépend du courant continu qui les traverse.
Le montage décrit, à double T atténuateur (figure 9) permet de
maintenir une
impédance entrée-sortie de l'ordre de 50 ohms sur toute la
plage d'atténuation.
Pour une CAG variant de 0,7 à 1,5 V, l'atténuation passe de 1
à 46 dB (référence 4). Les diodes 3081 peuvent être
utilisées de 1 MHz à 1 GHz.
Un système d'antlparasitage par blocage de réception pourrait
être envisagé en superposant des impulsions à la tension de
CAG.
Cet atténuateur ne doit commencer à agir que pour des signaux
antenne dépassant largement les 100 uV. Une action prématurée
de la CAG risquerait de dégrader le rapport signal sur bruit de
l'émission reçue. L'expérience
du trafic montre que les situations où sa présence est
indispensable sont suffisamment espacées pour que, vu le prix
des diodes, on puisse envisager de le supprimer en ne laissant
que l'atténuateur commuté (figure 10).
Ici pas de système à
potentiomètre afin de toujours charger le filtre de bande par 50
ohms. Ce dernier peut la nuit être pratiquement toujours
inséré sur sa position 10 dB sur 40 m et sur 20 dB sur 80 et
160 m (toujours à condition d'utiliser une antenne. normale -
doublet ou autre - et non une antenne raccourcie de faible gain).
Le mélangeur
C'est la pièce maîtresse du récepteur; le comportement du
récepteur en présence de signaux puissants dépend
essentiellement de ses performances en linéarité.
Les montages classiques, qu'Ils soient à tube ou à transistor,
même Mosfet, sont à éviter ici. Des schémas performants
utilisant des éléments actifs existent cependant (références
4 et 5); ils utilisent en général deux tubes ou deux
transistors en push-pull et nécessitent des circuits accordés
en conséquence, en entrée comme en sortie.
Comme la nécessité d'un mélangeur actif ne se fait pas sentir
sur décamétrique, les performances et la souplesse d'emploi des
mélangeurs à quatre diodes devraient les imposer dans les
années à venir.
Leurs performances sont chiffrées par leur point de compression
à 1 dB ou par leur point d'interception du troisième ordre
exprimés en dBm.
Au niveau amateur, Il faut faire un compromis entre les
performances et le prix de l'objet; pour notre part, la
douloureuse conversion des dollars en francs français a arrêté
notre choix sur le SRA1H de MCL. Point d'interception +30 dBm;
point de compression 1 dB: +10 dBm, ce qui signifie qu'il faut un
signal d'entrée de 10 mW soit 0,71 V pour que le mélangeur
fasse preuve d'une non linéarité de 1 dB! Le MD108, plus connu
et moins cher, a des performances inférieures d'environ 6 dB.
L'expérience montre que le compromis est bon. Un tel mélangeur
présente une entrée HF 50 ohms, une entrée VFO 50 ohms
nécessitant 50 mW d'oscillation locale et également une sortie
FI 50 ohms; c'est là que la lecture des références 3 et 6 fut
utile pour éviter de tomber dans un piège dissipateur de dB.
L'amplificateur 9 MHz
à JFET de puissance
Pour parvenir aux 30 dBm de point d'interception qu'annonce le
fabricant du mélangeur, celui-ci précise bien que son module
doit être chargé par 50 ohms. Le filtre XF9B étant annoncé
pour 560 ohms d'impédance d'entrée, un transformateur
élévateur dans un rapport SQR(560/50)= 3,35 devrait régler le
problème; erreur, le mélangeur doit être chargé par 50 ohms
sur 9 MHz mais aussi sur la fréquence image (ici 21,5 MHz sur 80
m et 25 MHz sur 40 m). Des filtres LC complexes présentant 50
ohms sur toutes ces fréquences pourraient être prévus mais
deviendraient vite compliqués (solution W1CER Référence 6).
DJ2LR donne dans son article (3) les points d'interception pour
quelques récepteurs du commerce; nous les reproduisons tableau
11.
L'Atlas 180 qui utilise un
mélangeur équilibré à diodes est tombé dans le piège du
circuit accordé et cela lui coûte pas mal de dB.
La troisième colonne figurant tableau 11 donne l'amplitude du
signal parasite que peuvent créer dans le récepteur, par
Intermodulation du 3° ordre, deux signaux voisins d'amplitudes
10 mV (S9 + 40 dB, ce qui est assez fréquent sur 40 m. Le
mélangeur 8RA1H suivi d'un circuit accordé sur 9 MHz se
situerait aux environs de + 8 dBm.
Il faut donc placer derrière le mélangeur un étage tampon
large bande, d'impédance d'entrée égale à 50 ohms et aussi
linéaire que le pont de diodes (à 6 dB près puisque ce dernier
atténue de 6 dB) .
Cet oiseau rare existe, sous la forme d'un transistor J FET de
'puissance, le CP643 de Cristalonics.
Monté en porte à la masse avec un courant de drain de 30 mA
environ, il remplit toutes les conditions avec un facteur de
bruit de 4 à 5 dB.
Dans le schéma de la figure 12, le transistor 2N2222 impose un
courant constant dans le CP643; ne pas oublier de mettre un
radiateur sur ce dernier car il a environ 300 mW à dissiper.
Les bobines d'arrêt sont
réalisées sur des tores RTC références 9-6-3 matériau 4C6.
Les deux relais picoreed sont des PRME 15002B (12 V); ils
commutent les filtres BLU et CW. Une autre paire de relais étant
insérée en sortie de filtre, leurs fuites en circuit ouvert ne
dégradent pas les performances du filtre CW.
L'accord du condensateur ajustable est si flou qu'il peut être
remplacé par une valeur fixe de 22 pF.
Premier étage FI 9
MHz (figure 13)
Une fois le filtre à quartz passé, il n'y a plus de risque de
transmodulation;
si un signal puissant se présente, c'est qu'on a décidé de
l'écouter, s'il est trop fort, on a vu plus haut comment
l'affaiblir au niveau des atténuateurs HF.
Cet étage peut et doit être commandé par la CAG; après avoir
essayé maints circuits intégrés, un Mosfet 40841 s'est avéré
être aussi performant, sinon plus.
Les mêmes tores ATC ont été utilisés ici, non pas pour leur
facteur de qualité élevé sur 9 MHz (loin de là) mais surtout
pour des questions d'encombrement et de champ de fuite.
Le récepteur possède une
alimentation -12 V, la source du transistor est mise à la masse
car la CAG peut être négative (figure 14); en cas
d'alimentation unique positive, il faudra polariser la source à
+ 2 V et appliquer sur G2 une CAG variant de + 6,5 à 0 V.
La sortie se fait à haute impédance et l'étage suivant doit
être très rapproché (quelques centimètres).
Afin de ne pas dégrader le rapport S/B pour des signaux faibles,
la CAG ne doit être appliquée sur cet étage qu'à partir d'un
signal antenne de quelques microvolts.
La tension de CAG appliquée en haut du pont diviseur 12 k-20 k
varie de + 12 V à - 5 V ; la tension CAG étant maintenue à 12
V, le potentiomètre 20 k est réglé pour le maximum de gain du
transistor (VG2 # 4,5 V).
Le VFO
Nous l'avons vu, sa fréquence doit être supérieure de 9 MHz à
la fréquence à recevoir, soit 16 à 16,3 MHz pour
la bande 40 m, 12,5 à 13 MHz pour la bande 80 m, et 10,7 à 11
MHz pour la bande 160m.
Moyennant des condensateurs de qualité et une bonne rigidité de
la bobine, une stabilité acceptable peut être obtenue sur ces
fréquences; la linéarité et le repérage précis en fréquence
posent de tels problèmes que le mieux est de prévoir un
affichage digital. Les principes de l'article référence 7 ayant
été suivis, on peut espérer de bonnes performances au point de
vue bruit résiduel (figure 15).
L'oscillateur utilise un Mosfet 40841, le TIS34 sert de tampon et
le 2N2222 permet d'obtenir les 50 mW nécessaires au mélangeur;
il lui faut un radiateur.
Les circuits imprimés
Ils sont donnés figures 16 à
20; ils sont réalisés en double face, la face supérieure est
laissée entièrement métallisée, sauf au passage des
composants où le cuivre est enlevé autour du trou par un coup
de foret de 4 mm; elle est reliée à la masse et sert de
blindage. Tous les étages sont ainsi stables.
Pour une question de vieillissement les deux faces ont été
étamées. le support est du verre époxy. Les composants sont
vus par transparence. Tous les circuits imprimés sont à
l'échelle 1.
Réalisation pratique
L'ensemble, pour l'instant, est monobande; les problèmes de
commutation ne se posent pas et le fait que tous les circuits
soient câblés en 50 ohms devrait simplifier ce problème.
Les blindages doivent être omniprésents; il ne faut pas gâcher
par des fuites les performances des composants. Le filtre HF a
été blindé par du circuit double face; c'est un minimum. Les
étages mélangeurs, ampli JFET, filtres et ampli Mosfet ont
été blindés par du dural de 4 mm; c'est peut-être
exagéré...
Il serait peut-être possible de regrouper les quatre circuits
imprimés correspondants en un seul avec cloisonnement dessus et
dessous par du circuit double face comme pour les filtres HF; le
récepteur y gagnerait en dimensions... et en poids !
Les étages de la FI
à la BF
Ceux-ci, étant moins importants pour ce qui concerne les
performances en transmodulation, ne seront pas décrits en
détail, le synoptique est donné figure 21.
Après le premier amplificateur 9 MHz a été placé un
mélangeur à Mosfet chargé par un filtre mécanique Collins 455
kHz dont la sélectivité vient s'ajouter à celle du XF9B. Ce
double changement de fréquence n'est pas toujours à conseiller,
mais avec les fréquences fixes et les blindages choisis aucun
inconvénient ne s'est manifesté à ce jour.
L'oscillateur local est à quartz; un quartz 8546,5 MHz
transforme le 9 MHz en 455 kHz BLI, et un quartz 9453,5 kHz fait
la même opération en BLS. En télégraphie est prévu un quartz
9454,2 kHz pour transformer le 9 MHz en 454,2 kHz, ce qui permet
d'écouter avec une note de 800 Hz, chose impossible sinon avec
un filtre XF9M qui force à écouter à 1500 Hz (note moins
agréable).
Après le filtre mécanique vient un amplificateur 455 kHz à
Mosfet commandé par la CAG dès que le signal antenne atteint 1
uV.
Il n'y a pas d'autre amplificateur FI ; un circuit intégré
SL640C sert de démodulateur B,LU avec l'oscillateur à quartz
455 kHz. Un SL621C sert de générateur CAG et S-mètre. Cette
tension CAG est amenée aux niveaux et aux seuils nécessaires
par trois SN72741 avant de commander les trois étages
correspondants. Un LM380 sert d'amplificateur BF. Les filtres
stéréo CW et notch BF n'ont pas encore été installés.
Résultats
Avec une perte filtre et atténuateur HF de 3 dB, un gain de
conversion de -6 dB, un facteur de bruit du CP643 de 4 dB (gain 9 dB), une perte dans le filtre 9 MHz
de 3 dB et un facteur de bruit de la platine FI de 4 dB on peut
prévoir un facteur de bruit global de 14 dB environ.
Or la mesure de sensibilité avec la précision des moyens
amateurs donne 0,3 uV pour un rapport (S+B)/B de 10 dB ; ce qui
fait 13 dB de facteur de bruit pour une bande passante de 2,4
kHz. Il est rare de voir les mesures confirmer la théorie avec
tant de précision.
D'ailleurs, mieux que les chiffres, l'écoute du 40 m vers 22 h
permet de comprendre l'intérêt de ces techniques de réception;
il y a des trous entre les divers "intruders musclés"
où l'on trouve des stations d'Asie ou d'Afrique. Les mesures des
performances en transmodulation ne sont pas du domaine amateur
mais les résultats précédents laissent penser que là encore
les chiffres annoncés devraient correspondre à la réalité
(tableau figure 11).
En conclusion on peut affirmer que cette tête HF est utilisable
jusque sur 28 MHz avec un filtre présentant 3 dB maximum
d'atténuation.
La mise au point n'a pas posé de problème mais il n'est quand
même pas conseillé à un débutant de se lancer dans des
réalisations aussi importantes.
Mesure simple du
facteur de bruit
Soit e la tension qu'il faut appliquer à l'entrée du récepteur
pour obtenir en sortie un rapport en puissance (S+B)/B de 10 dB ;
soit (S+B)/B=10 ; S/B = 9.
A la température ambiante, avec 2400 Hz de bande passante, le
bruit produit à l'entrée 50 ohms est de 22 nV.
Le S/B en tension à l'entrée est donc égal à e/22 (e en nV)
Le S/B en tension en sortie est égal à 3
On a donc: F =(e/22)/3=e/66
et: FdB = 20 log(e/66)
Exemple:
e = 0,3 uV = 300 nV
FdB = 20 log (300/66) = 13,15 dB
Références:
(1) Ham Radio octobre 1975 : Recelver noise figure, sensitivity
and dynamic range, what the numbers mean (W1 DTY).
(2) Ham Radio octobre 1976 - High fre. quency receiver design
(DJ2LR).
(3) Ham Radio octobre 1975 - High dynamic range receiver input
stages (DJ2LR).
(4) Electronics. 20 février 1975 - Eight ways to better radio
receiver design (Ulrich L. Rhode).
(5) Ham Radio février 1973 : deslgnlng communications receivers
for good strong signal performance (K1DBR).
(6) QST juin 76 - His Eminence the Receiver (W1CER).
(7) Ham Radio juin 76: Stable VFO design (W1CER).
SRA1H: Importateur SCIE, 31, rue George-Sand. 91120 Palaiseau.
Voir aussi annonceurs de Radio-REF.
CP643: Importateur SPETELEC, tour Europa Belle Epine. 94320
Thiais.
HP5062-3081: Hewlett Packard, quartier de Courtabuf. 91401
Orsay.
André Ducros F5AD
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