Tête HF décamétrique
à forte linéarité

 

Article paru dans la revue Radio REFd'avril 1977

 



7010 kHz, Radio Pékin 240 kW 7075 kHz, Radio Tirana 240 kW
7035 kHz, Radio Pékin 240 kW Radio Le Caire 100 kW
7050 kHz, Radio Pékin 240 kW 7080 kHz, Radio Tirana 240 kW, Radio Le Caire 100 kW Radio Pékin 240 kW
7055 kHz, Radio Pékin 240 kW 7090 kHz, Radio Tirana 500 kW
7060 kHz, Radio Pékin 240 kW 7095 kHz, Radio Pékin 120 kW
7065 kHz, Radio Tirana 240 kW 7100 kHz, Radio Moscou 240 kW, Radio Téhéran 100 kW
et là, au milieu, la station DX qui nous intéresse avec ses 100 W et son dipôle mal
dégagé.



Historique

Dans les années 30 dominaient les trois impératifs suivants:
Un récepteur doit être sensible.
Un récepteur doit être sélectif.
Un récepteur doit rejeter la fréquence image.
Avec la BLU vint s'ajouter l'impératif de stabilité en fréquence.
La sensibilité s'obtenait en cascadant des étages HF.
La sélectivité, comme les filtres à quartz n'étaient pas utilisés, s'acquérait à l'aide de filtres LC sur des fréquences intermédiaires de 50 ou 80 kHz et comme cela était incompatible avec une bonne réjection de la fréquence image, il était nécessaire de prévoir une première FI sur 1,6 MHz au plus.
Enfin, pour des raisons de stabilité, on utilisait parfois une fréquence intermédiaire variable, précédée d'un mélangeur à quartz.
Ces principes aboutissaient à des monstres tel celui de la figure 1, exemple parfait de ce qu'il ne faut plus faire aujourd'hui.

 

 

 

 

 


Les milieux professionnels ont vite compris qu'il fallait arrêter la course aux microvolts, sauf en ce qui concerne le matériel proposé aux amateurs où, l'argument faisant toujours vendre, on passait pudiquement sur les caractéristiques de transmodulation au profit de celles en sensibilité...
En effet, depuis 1930 notre environnement radioélectrique a évolué, les émetteurs sont devenus plus puissants, plus nombreux aussi (voir l'intéressante bande exclusive des 40 m), nos bandes ont rétréci, la pollution radioélectrique a suivi l'essor industriel; bref, le problème aujourd'hui pour entendre un correspondant, consiste plus à éliminer tous les brouillages qui le couvrent qu'à amplifier ce correspondant lui-même. Et quand la technique ne suit pas, on se retrouve devant un récepteur inutilisable la nuit sur 40 m et sur toutes bandes quand on a un voisin OM ou un centre d'émission ondes courtes à proximité.

La sensibilité

Dans les pages précédentes, nous avons vu les courbes des bruits atmosphériques, galactiques ou industriels en fonction de la fréquence; ce sont des valeurs moyennes. Même en prenant une marge de sécurité pour les rares jours (ou nuits) où ce bruit tombera en dessous de la courbe, on constate qu'il est inutile de courir après une sensibilité extraordinaire puisqu'elle ne servira qu'à amplifier du bruit.
En décamétrique BLU, un facteur de bruit de 15 dB est suffisant, et tous les auteurs s'accordent à dire que chercher à faire mieux, même sur 10 m ne pourrait que nuire à la performance primordiale aujourd'hui sur ces bandes: la transmodulation, et ce surtout sur les bandes basses où 27 et 37 dB suffiraient (référence 1).

Sélectivité FI, fréquence image

Ces deux critères, qui s'opposaient Il y a quelques années, ne posent plus de problème à l'amateur depuis l'apparition des filtres à quartz 9 MHz; toutes les sélectivités sont possibles et la fréquence image est rejetée à 18 MHz de la fréquence principale. Des filtres à quartz sur plus de 20 MHz vont encore améliorer ces performances et simplifier les filtres d'entrée HF dans les années à venir.
Malheureusement les fabricants de matériel amateur, s'ils ne se l'imaginent pas, nous laissent croire qu'un filtre FI 9 MHz aux performances de réjection annoncées supérieures à 100 dB, peut être posé sans plus de précaution sur un circuit imprimé et y conserver son taux de réjection. Une telle pratique gaspille les dB par dizaines et une maigre plaque de métal soudée entre les bornes du filtre n'y change pas grand chose. Outre le filtre, le mélangeur et les amplis FI doivent être blindés de façon sérieuse, et les alimentations doivent être filtrées à outrance.
100 dB, cela signifie pour un signal utile de 10 micro Volts, que le signal parasite fait 1 V; cela rayonne facilement d'un bout à l'autre d'un circuit imprimé.

Stabilité en fréquence

Ce point est aussi résolu aujourd'hui grâce aux VFO à mélange (pompeusement appelés, et à tort, synthétiseurs) et aussi grâce aux boucles à verrouillage de phase qui commencent à faire leur apparition dans le matériel amateur.
Cette possibilité de VFO stables permet la réalisation de récepteurs à simple changement de fréquence avec oscillation locale supérieure à la fréquence à recevoir, ce qui rejette la fréquence image dans des bandes où les signaux sont moins puissants et où souvent Il n'y a pas de propagation à grande distance.
Par exemple, avec une FI sur 9 MHz, l'oscillateur local devra être sur 12,5 MHz pour le 80 m, et 23 MHz pour le 20 m, ce qui reporte les fréquences images respectivement sur 21,5 et 32 MHz.
La solution trop classique du VFO 5 à 5,5 MHz aurait mis les fréquences images sur 14 et 3,5 MHz où on ne peut pas dire que règne le plus grand calme.
Dans un VFO à mélange, un VFO stable sur une fréquence variant généralement de 5 à 5,5 MHz est mélangé à des fréquences quartz pour obtenir la fréquence finale désirée; il faut calculer les principaux produits de mélange parasites et prévoir en sortie des filtres capables de les rejeter suffisamment. Un simple circuit accordé est très insuffisant; il faut des filtres de bande à deux, trois ou quatre cellules, et de la chance pour qu'aucun produit ne tombe dans la bande passante!
Dans un oscillateur verrouillé en phase, comme dans tout autre d'ailleurs, Il faut faire attention au bruit résiduel qui limitera toutes les performances de sélectivité du récepteur; sa mesure n'étant pas du domaine amateur, il faut se fier aux schémas éprouvés ou suivre des lignes connues: oscillateurs fournissant de la puissance, circuits à Q élevé, transistors oscillateurs ou amplificateurs à faible bruit.

Sélectivité HF

Ce sujet a été abordé par F2MM en même temps que la protection contre les réponses parasites dans les articles précédents. Signalons simplement qu'en décamétrique bandes basses, dans un récepteur aux prétentions élevées, l'utilisation d'un seul circuit accordé est une erreur fondamentale; un filtre à quatre circuits accordés est un minimum pour des performances sérieuses et les auteurs renommés, américains ou allemands n'hésitent pas à en placer six ou huit en couplant les passe-bande aux passe-haut et aux réjecteurs de FI (référence 2).

Linéarité

Ce problème vient d'être aussi étudié, avec intermodulation, blocage et point d'interception du troisième ordre; c'est dans ce sens que doivent être conçus les récepteurs modernes. Plusieurs articles en ont traité dans les revues amateurs ces dernières années, en particulier un, signé DJ2LR, dans Ham Radio d'octobre 75 (référence 3) et qui a été à la base de la description suivante.

Principe de la tête HF (figure 2)

 

 

 

 

Elle a été réalisée sur la bande 40 m car c'est sur celle-ci que se posent le plus les problèmes de transmodulation; cependant, moyennant un VFO et le filtre de bande en conséquence, l'ensemble peut fonctionner sur n'importe quelle bande amateur décamétrique, y compris le 160 m (et sur 2 m avec adjonction d'un étage HF).
Il n'y a bien sûr pas d'étage HF, le mélangeur est un pont de diodes équilibré et la FI prévue est de 9 MHz, la sélectivité étant assurée à ce niveau par un filtre XF9B en BLU et un filtre XF9M en télégraphie (facultatif).

Le filtre de bande

Avec la technologie adoptée, à moins d'avoir un voisin radioamateur dont les antennes sont à moins de quelques longueurs d'onde des vôtres, il n'est pas nécessaire de prévoir un filtre accordable tout au long de la bande. Cela nous supprime d'ores et déjà le bouton de commande généralement appelé présélecteur.
Le Document H2-04 donne la formule de calcul pour un filtre de bande à deux circuits accordés assez facile à réaliser; nous le reproduisons figure 3. Si F1 et F2 sont les limites de bandes prévues et R l'impédance itérative (50 ohms dans notre cas car c'est l'impédance de tous les éléments utilisés).

On a:
L = R.(F2-F1)/(2.pi.F1.F2)
C=(F2/F1)/(2.pi.R.(F2-F1))
G=(F2+F1)/(4.pi.R.F1.F2)
avec F1 et F2 en Hertz (F2 > F1)
L en Henry
C et G en Farad
R en ohms
La bande qui nous intéresse s'étend de 6,9 à 7,3 MHz car les amateurs américains peuvent émettre jusqu'à 7,3 MHz. Le calcul avec 50 ohms donne:
L = 63,2nH. C = 7520pF. G = 449pF.
La valeur de L rend difficile la réalisation d'un tel filtre.
Si nous le calculons pour 800 ohms, nous trouvons les valeurs, plus réalistes, de:
L = 1,01 uH. C = 526 pF.(on prendra 470) et G = 28pF.
Comme le filtre utilise des bobines en entrée et en sortie, Il suffit de se brancher sur une prise donnant 50 ohms; soit à SQR(50/800)=1/4 de la masse (voir figure 4).
La courbe de réponse calculée de ce filtre est donnée figure 5. Nous avons vu que la fréquence image avec un VFO calé sur 16 MHz se trouvera sur 7 +
(2 x 9) = 25 MHz. A cette fréquence, l'atténuation sera de 54 dB, valeur trop souvent admise dans le matériel qui nous est vendu, mais à notre avis insuffisante. Nous allons donc doubler ce filtre (figure 6).

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Après avoir essayé toutes sortes de tores, rendant assez difficile l'ajustage de la bobine, nous nous sommes rabattus sur des supports classiques à noyau réglable pour nous rendre compte que les résultats étaient aussi bons
Les supports des bobinages font 18 mm de diamètre (valeur non critique) ; dans notre cas il a fallu 6 spires, prise à 1,5 spire à partir de la masse.
Les ajustables sont à air, les condensateurs fixes au mica. Le filtre non blindé perd 30 dB sur ses performances hors bande; il est donc impératif de le blinder soigneusement (la photo n° 1 se passe de commentaire) le blindage est réalisé en circuit imprimé double face, ce qui semble être suffisant.
Les alvéoles contenant les circuits accordés mesurent 38 x 45 x 60 mm et ceux contenant les condensateurs ajustables mesurent 34 x 45 x 60 mm.
Les condensateurs G étant au minimum de leur capacité. on règle les quatre bobines pour un maximum sur 7300 kHz; après quoi on augmente la valeur des trois condensateurs G jusqu'à trouver une belle courbe s'étendant de 7 à 7,3 MHz.
Il faut un générateur HF et une excellente réserve de patience pour y arriver, sinon la courbe sera moins belle.
Le possesseur d'un oscilloscope aura tout intérêt à wobuler un oscillateur HF ou un VCO (voltage contrôlé oscillateur en franglais) par un oscillateur BF ou même le secteur et à observer sa courbe sur l'oscilloscope s'il passe le 7 MHz, sinon via détection par une diode. Le synoptique de la méthode employée est donné figure 7.

On rajoutera D et R si l'oscilloscope ne passe pas 7 MHz.
A: vers oscilloscope (déviation verticale)
B: vers oscilloscope (déviation horizontale)


En jouant sur L et G on modèle la courbe à son gré (photo n° 2).
Les performances obtenues après blindage sont les suivantes: Atténuation dans la bande: 3 dB, réjection FI 25 MHz: 95 dB, réjection 3,5 MHz: > 100 dB, réjection 14 MHz: 94 dB (valeurs mesurées sur l'ensemble récepteur donc tenant compte du bruit des oscillateurs).


Un filtre presque semblable a été réalisé pour le 80 m, bande 3,4 à 4 MHz (figure 8). Les deux bobines centrales sont la moitié et leurs condensateurs le double de leurs collègues extrêmes - ce qui est plus logique - mais les résultats n'en semblent pas meilleurs. Même procédure de réglage: les trois G au minimum, accord sur 4.000 kHz puis augmentation des G.
Atténuation dans la bande: 3 dB, réjection sur 14 MHz: 92 dB, réjection sur la FI 21,5 MHz non mesurée.
Pour le 160 m :
L = 7,07 uH (4 bobines identiques).
C = 895 pF. G = 105 pF.
Bande couverte: 1,8 à 2 MHz prises à 1/4 côté masse. Accord avec G à zéro:
2 MHz.


 

 

 

 

Atténuateur HF

Il ne faut pas avant le filtre 9 MHz faire agir la CAG sur un étage amplificateur ; les caractéristiques de linéarité d'un transistor sont optimales pour un certain régime de fonctionnement; l'action d'une CAG ne peut que dégrader ses performances et cela au plus mauvais moment puisqu'en présence d'un signal fort.
Nous verrons que les performances du mélangeur et de l'amplificateur FET de puissance sont telles que, dans des conditions de trafic normales, la présence d'un signal très puissant à côté de celui qu'on écoute ne doit pas perturber leur fonctionnement; par contre, si on écoute ce signal puissant, il va atteindre les étages FI 9 MHz qui eux ne sont pas prévus pour de tels régimes et qui vont en plus supporter le gain du JFET de puissance.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

L'impossibilité de commander le courant d'un étage amplificateur HF a conduit à la création d'étages spécialement prévus pour l'atténuation, et en particulier à l'utilisation de diodes PIN, éléments dont la résistance en HF dépend du courant continu qui les traverse.
Le montage décrit, à double T atténuateur (figure 9) permet de maintenir une
impédance entrée-sortie de l'ordre de 50 ohms sur toute la plage d'atténuation.
Pour une CAG variant de 0,7 à 1,5 V, l'atténuation passe de 1 à 46 dB (référence 4). Les diodes 3081 peuvent être utilisées de 1 MHz à 1 GHz.
Un système d'antlparasitage par blocage de réception pourrait être envisagé en superposant des impulsions à la tension de CAG.
Cet atténuateur ne doit commencer à agir que pour des signaux antenne dépassant largement les 100 uV. Une action prématurée de la CAG risquerait de dégrader le rapport signal sur bruit de l'émission reçue.
L'expérience du trafic montre que les situations où sa présence est indispensable sont suffisamment espacées pour que, vu le prix des diodes, on puisse envisager de le supprimer en ne laissant que l'atténuateur commuté (figure 10).

Ici pas de système à potentiomètre afin de toujours charger le filtre de bande par 50 ohms. Ce dernier peut la nuit être pratiquement toujours inséré sur sa position 10 dB sur 40 m et sur 20 dB sur 80 et 160 m (toujours à condition d'utiliser une antenne. normale - doublet ou autre - et non une antenne raccourcie de faible gain).

Le mélangeur

C'est la pièce maîtresse du récepteur; le comportement du récepteur en présence de signaux puissants dépend essentiellement de ses performances en linéarité.
Les montages classiques, qu'Ils soient à tube ou à transistor, même Mosfet, sont à éviter ici. Des schémas performants utilisant des éléments actifs existent cependant (références 4 et 5); ils utilisent en général deux tubes ou deux transistors en push-pull et nécessitent des circuits accordés en conséquence, en entrée comme en sortie.
Comme la nécessité d'un mélangeur actif ne se fait pas sentir sur décamétrique, les performances et la souplesse d'emploi des mélangeurs à quatre diodes devraient les imposer dans les années à venir.
Leurs performances sont chiffrées par leur point de compression à 1 dB ou par leur point d'interception du troisième ordre exprimés en dBm.
Au niveau amateur, Il faut faire un compromis entre les performances et le prix de l'objet; pour notre part, la douloureuse conversion des dollars en francs français a arrêté notre choix sur le SRA1H de MCL. Point d'interception +30 dBm; point de compression 1 dB: +10 dBm, ce qui signifie qu'il faut un signal d'entrée de 10 mW soit 0,71 V pour que le mélangeur fasse preuve d'une non linéarité de 1 dB! Le MD108, plus connu et moins cher, a des performances inférieures d'environ 6 dB.
L'expérience montre que le compromis est bon. Un tel mélangeur présente une entrée HF 50 ohms, une entrée VFO 50 ohms nécessitant 50 mW d'oscillation locale et également une sortie FI 50 ohms; c'est là que la lecture des références 3 et 6 fut utile pour éviter de tomber dans un piège dissipateur de dB.

L'amplificateur 9 MHz à JFET de puissance

Pour parvenir aux 30 dBm de point d'interception qu'annonce le fabricant du mélangeur, celui-ci précise bien que son module doit être chargé par 50 ohms. Le filtre XF9B étant annoncé pour 560 ohms d'impédance d'entrée, un transformateur élévateur dans un rapport SQR(560/50)= 3,35 devrait régler le problème; erreur, le mélangeur doit être chargé par 50 ohms sur 9 MHz mais aussi sur la fréquence image (ici 21,5 MHz sur 80 m et 25 MHz sur 40 m). Des filtres LC complexes présentant 50 ohms sur toutes ces fréquences pourraient être prévus mais deviendraient vite compliqués (solution W1CER Référence 6).
DJ2LR donne dans son article (3) les points d'interception pour quelques récepteurs du commerce; nous les reproduisons tableau 11.

 

 

 

L'Atlas 180 qui utilise un mélangeur équilibré à diodes est tombé dans le piège du circuit accordé et cela lui coûte pas mal de dB.
La troisième colonne figurant tableau 11 donne l'amplitude du signal parasite que peuvent créer dans le récepteur, par Intermodulation du 3° ordre, deux signaux voisins d'amplitudes 10 mV (S9 + 40 dB, ce qui est assez fréquent sur 40 m. Le mélangeur 8RA1H suivi d'un circuit accordé sur 9 MHz se situerait aux environs de + 8 dBm.
Il faut donc placer derrière le mélangeur un étage tampon large bande, d'impédance d'entrée égale à 50 ohms et aussi linéaire que le pont de diodes (à 6 dB près puisque ce dernier atténue de 6 dB) .
Cet oiseau rare existe, sous la forme d'un transistor J FET de 'puissance, le CP643 de Cristalonics.
Monté en porte à la masse avec un courant de drain de 30 mA environ, il remplit toutes les conditions avec un facteur de bruit de 4 à 5 dB.
Dans le schéma de la figure 12, le transistor 2N2222 impose un courant constant dans le CP643; ne pas oublier de mettre un radiateur sur ce dernier car il a environ 300 mW à dissiper.


 

 

 

 

 

 

 

 

Les bobines d'arrêt sont réalisées sur des tores RTC références 9-6-3 matériau 4C6. Les deux relais picoreed sont des PRME 15002B (12 V); ils commutent les filtres BLU et CW. Une autre paire de relais étant insérée en sortie de filtre, leurs fuites en circuit ouvert ne dégradent pas les performances du filtre CW.
L'accord du condensateur ajustable est si flou qu'il peut être remplacé par une valeur fixe de 22 pF.

Premier étage FI 9 MHz (figure 13)

Une fois le filtre à quartz passé, il n'y a plus de risque de transmodulation;
si un signal puissant se présente, c'est qu'on a décidé de l'écouter, s'il est trop fort, on a vu plus haut comment l'affaiblir au niveau des atténuateurs HF.
Cet étage peut et doit être commandé par la CAG; après avoir essayé maints circuits intégrés, un Mosfet 40841 s'est avéré être aussi performant, sinon plus.
Les mêmes tores ATC ont été utilisés ici, non pas pour leur facteur de qualité élevé sur 9 MHz (loin de là) mais surtout pour des questions d'encombrement et de champ de fuite.

Le récepteur possède une alimentation -12 V, la source du transistor est mise à la masse car la CAG peut être négative (figure 14); en cas d'alimentation unique positive, il faudra polariser la source à + 2 V et appliquer sur G2 une CAG variant de + 6,5 à 0 V.
La sortie se fait à haute impédance et l'étage suivant doit être très rapproché (quelques centimètres).

Afin de ne pas dégrader le rapport S/B pour des signaux faibles, la CAG ne doit être appliquée sur cet étage qu'à partir d'un signal antenne de quelques microvolts.
La tension de CAG appliquée en haut du pont diviseur 12 k-20 k varie de + 12 V à - 5 V ; la tension CAG étant maintenue à 12 V, le potentiomètre 20 k est réglé pour le maximum de gain du transistor (VG2 # 4,5 V).

 

 

Le VFO

Nous l'avons vu, sa fréquence doit être supérieure de 9 MHz à la fréquence à recevoir, soit 16 à 16,3 MHz
pour la bande 40 m, 12,5 à 13 MHz pour la bande 80 m, et 10,7 à 11 MHz pour la bande 160m.
Moyennant des condensateurs de qualité et une bonne rigidité de la bobine, une stabilité acceptable peut être obtenue sur ces fréquences; la linéarité et le repérage précis en fréquence posent de tels problèmes que le mieux est de prévoir un affichage digital. Les principes de l'article référence 7 ayant été suivis, on peut espérer de bonnes performances au point de vue bruit résiduel (figure 15).
L'oscillateur utilise un Mosfet 40841, le TIS34 sert de tampon et le 2N2222 permet d'obtenir les 50 mW nécessaires au mélangeur; il lui faut un radiateur.

 

 



Les circuits imprimés

Ils sont donnés figures 16 à 20; ils sont réalisés en double face, la face supérieure est laissée entièrement métallisée, sauf au passage des composants où le cuivre est enlevé autour du trou par un coup de foret de 4 mm; elle est reliée à la masse et sert de blindage. Tous les étages sont ainsi stables.
Pour une question de vieillissement les deux faces ont été étamées. le support est du verre époxy. Les composants sont vus par transparence. Tous les circuits imprimés sont à l'échelle 1.

Réalisation pratique

L'ensemble, pour l'instant, est monobande; les problèmes de commutation ne se posent pas et le fait que tous les circuits soient câblés en 50 ohms devrait simplifier ce problème.
Les blindages doivent être omniprésents; il ne faut pas gâcher par des fuites les performances des composants. Le filtre HF a été blindé par du circuit double face; c'est un minimum. Les étages mélangeurs, ampli JFET, filtres et ampli Mosfet ont été blindés par du dural de 4 mm; c'est peut-être exagéré...
Il serait peut-être possible de regrouper les quatre circuits imprimés correspondants en un seul avec cloisonnement dessus et dessous par du circuit double face comme pour les filtres HF; le récepteur y gagnerait en dimensions... et en poids !

Les étages de la FI à la BF

Ceux-ci, étant moins importants pour ce qui concerne les performances en transmodulation, ne seront pas décrits en détail, le synoptique est donné figure 21.
Après le premier amplificateur 9 MHz a été placé un mélangeur à Mosfet chargé par un filtre mécanique Collins 455 kHz dont la sélectivité vient s'ajouter à celle du XF9B. Ce double changement de fréquence n'est pas toujours à conseiller, mais avec les fréquences fixes et les blindages choisis aucun inconvénient ne s'est manifesté à ce jour.
L'oscillateur local est à quartz; un quartz 8546,5 MHz transforme le 9 MHz en 455 kHz BLI, et un quartz 9453,5 kHz fait la même opération en BLS. En télégraphie est prévu un quartz 9454,2 kHz pour transformer le 9 MHz en 454,2 kHz, ce qui permet d'écouter avec une note de 800 Hz, chose impossible sinon avec un filtre XF9M qui force à écouter à 1500 Hz (note moins agréable).
Après le filtre mécanique vient un amplificateur 455 kHz à Mosfet commandé par la CAG dès que le signal antenne atteint 1 uV.
Il n'y a pas d'autre amplificateur FI ; un circuit intégré SL640C sert de démodulateur B,LU avec l'oscillateur à quartz 455 kHz. Un SL621C sert de générateur CAG et S-mètre. Cette tension CAG est amenée aux niveaux et aux seuils nécessaires par trois SN72741 avant de commander les trois étages correspondants. Un LM380 sert d'amplificateur BF. Les filtres stéréo CW et notch BF n'ont pas encore été installés.

Résultats

Avec une perte filtre et atténuateur HF de 3 dB, un gain de conversion de -6 dB, un facteur de bruit du CP643
de 4 dB (gain 9 dB), une perte dans le filtre 9 MHz de 3 dB et un facteur de bruit de la platine FI de 4 dB on peut prévoir un facteur de bruit global de 14 dB environ.
Or la mesure de sensibilité avec la précision des moyens amateurs donne 0,3 uV pour un rapport (S+B)/B de 10 dB ; ce qui fait 13 dB de facteur de bruit pour une bande passante de 2,4 kHz. Il est rare de voir les mesures confirmer la théorie avec tant de précision.
D'ailleurs, mieux que les chiffres, l'écoute du 40 m vers 22 h permet de comprendre l'intérêt de ces techniques de réception; il y a des trous entre les divers "intruders musclés" où l'on trouve des stations d'Asie ou d'Afrique. Les mesures des performances en transmodulation ne sont pas du domaine amateur mais les résultats précédents laissent penser que là encore les chiffres annoncés devraient correspondre à la réalité (tableau figure 11).
En conclusion on peut affirmer que cette tête HF est utilisable jusque sur 28 MHz avec un filtre présentant 3 dB maximum d'atténuation.
La mise au point n'a pas posé de problème mais il n'est quand même pas conseillé à un débutant de se lancer dans des réalisations aussi importantes.

Mesure simple du facteur de bruit

Soit e la tension qu'il faut appliquer à l'entrée du récepteur pour obtenir en sortie un rapport en puissance (S+B)/B de 10 dB ; soit (S+B)/B=10 ; S/B = 9.
A la température ambiante, avec 2400 Hz de bande passante, le bruit produit à l'entrée 50 ohms est de 22 nV.
Le S/B en tension à l'entrée est donc égal à e/22 (e en nV)
Le S/B en tension en sortie est égal à 3
On a donc: F =(e/22)/3=e/66
et: FdB = 20 log(e/66)

Exemple:
e = 0,3 uV = 300 nV
FdB = 20 log (300/66) = 13,15 dB

Références:
(1) Ham Radio octobre 1975 : Recelver noise figure, sensitivity and dynamic range, what the numbers mean (W1 DTY).
(2) Ham Radio octobre 1976 - High fre. quency receiver design (DJ2LR).
(3) Ham Radio octobre 1975 - High dynamic range receiver input stages (DJ2LR).
(4) Electronics. 20 février 1975 - Eight ways to better radio receiver design (Ulrich L. Rhode).
(5) Ham Radio février 1973 : deslgnlng communications receivers for good strong signal performance (K1DBR).
(6) QST juin 76 - His Eminence the Receiver (W1CER).
(7) Ham Radio juin 76: Stable VFO design (W1CER).

SRA1H: Importateur SCIE, 31, rue George-Sand. 91120 Palaiseau. Voir aussi annonceurs de Radio-REF.
CP643: Importateur SPETELEC, tour Europa Belle Epine. 94320 Thiais.
HP5062-3081: Hewlett Packard, quartier de Courtabœuf. 91401 Orsay.

André Ducros F5AD

 

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