Conception et réalisation d'un amplificateur linéaire décamétrique

Par F5AD

Tous les éléments composant l'amplificateur, de l'alimentation au circuit en pi sont décrits avec leur schéma. Les raisons du choix retenu et la méthode de calcul des composants sont expliqués; même si vous n'envisagez pas une réalisation, certains paragraphes sont intéressants à titre didactique.

Choix de la puissance:

Comme on va le voir, les tubes choisis sont des QB3-300, qui, vu leur dissipation anodique permettent d'aller friser les 500W pep max; en fait on n'atteindra cette puissance que sur les bandes basses, avec plutôt 400 W sur les bandes hautes et moins encore sur 10m ce qui nous permettra de rester dans le cadre de la réglementation française qui croit encore que les fréquences intermédiaires des téléviseurs sont toujours sur 28 MHz.

Il suffirait de remplacer les QB3-300 par des QB3.5 750 ou des QB4-1100 pour dépasser allègrement le kilowatt HF pep moyennant le calcul du circuit en pi correspondant et des transfos alim et filaments un peu plus puissants; tout le reste du câblage serait identique et la réalisation pas plus difficile.

Mais quand on décide de réaliser un amplificateur linéaire, le choix dépend surtout de ce que l'on a déjà à la cave ou de ce que l'on va trouver à la prochaine brocante principalement côté tubes et transformateur haute tension; quoi que pour les tubes il y ait pas mal de possibilités maintenant sur Internet . Intervient aussi le respect de la réglementation et la proximité des voisins.

Donc ici, il y avait des QB3-300 à la cave, et surtout un transformateur 2x2000V 200 mA; le choix s'imposait: 400 à 500 W pep.

Classe d'amplification:

L'amplificateur doit être linéaire, c'est à dire que le signal de sortie doit être identique au signal d'entrée, mais en plus puissant; seule la classe A le permet vraiment; le courant plaque suit exactement la tension grille, c'est le mode de fonctionnement qui produit le moins de distorsion et d'étalement sur la bande; malheureusement il exige un courant de repos du tube égal à la moitié de son courant crête et son rendement est faible. Inutilisable à ces niveaux de puissance.

En classe C il n'y a de courant anodique que dans le haut des alternances positives de la tension grille, les petits signaux ne sont même pas amplifiés; on ne peut pas être moins linéaire; la classe C n'est utilisée qu'en FM et en CW; dommage car son rendement est très bon.

En classe B le courant de repos est nul, comme en classe C, mais il y a courant dans l'anode pendant toute l'alternance supérieure de la tension grille; le circuit accordé d'anode se charge par effet de volant de reconstituer l'alternance inférieure; le rendement est bon mais comme la courbe Ia/Vg est un peu arrondie pour les signaux faibles, ceux ci sont un peu moins amplifiés que les signaux forts; le montage peut quand même être utilisé dans un amplificateur linéaire.

En fait la solution se trouve entre la classe A et la classe B, dans une classe que l'on appelle ... AB. Le courant de repos n'est pas nul, la courbe Ia/Vg est toujours un peu arrondie pour les signaux faibles mais ils se situent dans une zone où la courbe est déjà établie, et ils sont mieux amplifiés qu'en classe B.

Au repos la grille est polarisée au point F par une tension négative Vg; il lui correspond un courant de repos anode Ia0. Pendant les alternances supérieures de la tension grille le courant anode suit à peu près linéairement et monte à une valeur Ia crête; pendant les alternances inférieures de la tension grille le courant anode est faible, voire nul quand la tension grille devient inférieure au cut-off représenté par le point C, mais cela est sans conséquence car la tension anode se reconstitue en belle sinusoïde grâce à l'effet de volant du circuit accordé de sortie; c'est pour obtenir cet effet de volant et pour atténuer les harmoniques qu'on prend pour ce circuit de sortie un coefficient de surtension assez élevé.

Le choix du point F est une affaire de compromis; trop vers C qui correspond à la classe B, les petits signaux se trouvent dans une zone de faible amplification (courbe presque horizontale), trop à droite il entraîne un courant de repos élevé qui peut même dépasser les capacités de dissipation anodique des deux tubes. On utilise la méthode de droite pour trouver le point F qui devrait donner un bon compromis sur la linéarité; on prolonge la partie linéaire de la courbe pour le trouver; on en déduit le courant anodique de repos, et en le multipliant par la tension anodique on obtient la dissipation au repos des tubes. Si ce chiffre dépasse ce qu'ils sont capables de supporter, on prend une valeur plus négative pour F qui donnera un courant anodique de repos supportable par les tubes; au détriment de la linéarité: mais c'est un compromis.

Selon la tension HF appliquée, la tension grille instantanée peut atteindre zéro volt, et même devenir positive; tant qu'on n'atteint pas zéro volt, on fonctionne en classe AB1, il n'y a pas de courant grille et on ne demande quasiment pas d'énergie à la source. Si dans les crêtes de modulation on dépasse le zéro volt, on est en AB2, il apparaît du courant grille et on commence à demander de l'énergie à la source; cela peut la charger suffisamment pour le faire s'écrouler un peu, (ou beaucoup), dans les crêtes, et amener des distorsions. Il faut en tenir compte si on veut aller jusqu'à l'AB2

Pour trouver ce point de fonctionnement F, on n'a pas toujours cette courbe Ia Vg dans les notices des tubes; on peut essayer de la relever en appliquant diverses tensions sur la grille et en mesurant les courants anodes correspondants, mais il faudra être rapide dans les mesures quand les courants anodiques commencent à devenir importants!, il vaut mieux la reconstruire à partir des courbes fournies, par exemple ici le réseau de courbes Ia/Va permet de relever les courants anodiques sous 3000V pour différentes valeurs de Vg et d'en tirer la courbe Ia/Vg.

On projette de fonctionner en AB1, on ne dépassera donc pas Vg= 0

La courbe n'est pas très rectiligne, on essaye cependant de lui superposer au mieux la droite rouge qui va couper l'axe des abscisse vers -90V

Cela ferait un courant de repos de 75 mA par tube soit une dissipation de 225 W; ce qui est trop puisqu'un tube ne peut supporter que 125 W.

Il faudra donc rendre la grille au repos plus négative que 90V, au détriment de la linéarité, pour aller vers un courant de repos acceptable vers les quarante milliampères par tube.

Nous verrons comment avec la description des alimentations .

Le schéma

Circuit d'entrée:

Il y a trois grandes méthodes pour attaquer un amplificateur linéaire, la grille accordée, la grille à la masse et la grille passive.

Grille accordée:

Un circuit accordé élévateur ou en pi adapte l'impédance élevée de la grille aux 50 Ohms habituels du transceiver. En AB1 la grille ne demande que peu de puissance; en fait il suffit quasiment de compenser les pertes du montage; cette solution est bien adaptée quand le transceiver dont on dispose est de faible puissance, 10 watts ou 5 watts par exemple; par contre cela entraîne deux gros inconvénients: Il faut un circuit accordé par bande à l'entrée, d'où des commutations supplémentaires si on veut plusieurs bandes, et surtout, les tubes, même des tétrodes, vont avoir une grosse tendance à partir en auto-oscillation vu leur gain élevé dans ce montage et un neutrodynage va s'imposer; autant dire que pour un multibande, la mise au point va être laborieuse.

Grille à la masse:

C'est le montage le plus courant, les grilles sont directement réunies à la masse, même l'écran pour les tétrodes, et on attaque sur les cathodes.

Avantage, on fait l'économie de deux alimentations grilles, et surtout, les tubes ayant moins de gain dans cette configuration, ils restent stables et le neutrodynage n'est plus nécessaire. Inconvénient, il faut plus de puissance pour les attaquer, mais ce n'est pas un problème avec un transceiver 100 W.

Il faut un système de selfs dans les cathodes et les filaments pour séparer la HF du 50 Hertz, et il faut en général un circuit accordé par bande car l'impédance d'entrée bien que faible, n'a aucune raison d'être égale à 50 Ohms résistifs.

Mais, comme le linéaire n'est en général pas loin du transceiver, la boîte d'accord du transceiver ou une boîte intermédiaire peut éviter ces circuits d'entrée, le ROS sur une courte longueur de câble est sans conséquence.

Pour des tubes à chauffage direct comme les QB3-300, l'attaque se fait sur les deux cotés du filament.

Avec ses deux grilles à la masse, le tube ne débite pas toujours exactement ce que l'on aurait envie qu'il débite; s'il débite trop, il faut ajouter une Zéner, ou plutôt un ensemble qui se comporte comme une Zéner comme indiqué sur la figure, et régler la tension de Zéner pour obtenir le courant souhaité.

Si le courant est trop faible, ou bien on s'en contente, ou bien il faut alimenter les écrans pour amener les tubes au débit souhaité; les écrans doivent alors être correctement découplés à la masse. On a donc dans ce cas l'inconvénient d'une alimentation à construire.

Grille passive:

C'est la solution retenue ici. Comme on l'a vu, les tubes en AB1 vont être polarisés vers -90 -100 V, cela signifie que pour les amener juste à la limite de la classe AB1, il va falloir leur appliquer en gros 100 Volts crête sur les grilles, c'est à dire 70 Veff.

Or 70 Veff sur 50 Ohms correspondent à une puissance de 98 Watts.

Cela signifie qu'il suffit de mettre une résistance de 50 Ohms dans la grille des QB3-300, et de les attaquer avec un transceiver classique, pour les amener juste en classe AB1.

Avec trois avantages:

• Un circuit grille fortement amorti par ses 50 Ohms entraînant un faible gain (6 dB) donc peu de risque de partir en auto oscillation
• Pas de circuit d'accord en entrée, ni de boîte intermédiaire d'où un ROS de 1/1 sur toutes les bandes pour le transceiver, et une procédure de réglage réduite à zéro coté entrée.
• La possibilité d'aller en classe AB2 sans crainte car de toute façon le transceiver fournit 100 W et ce n'est pas un ou deux watts de plus dans la grille qui vont le perturber.

Inconvénient, il y a deux alimentations à construire, une pour la grille de commande, et une pour l'écran.

La résistance de 50 Ohms doit pouvoir supporter les 100 W pep qu'on va lui fournir, et qu'en fait elle va dissiper en chaleur à 99.9%; le mieux est d'opter pour des résistances non inductives, il y en a de toutes puissances sur Internet, il faut la mettre sur radiateur. Si on la réalise soi même par association de résistances en parallèle, il faut utiliser des résistances au carbone, non bobinées; mais elles peuvent amener un peu de ROS sur les bandes hautes.

Cette solution a été expérimentée de force: un jour en plein QSO, le linéaire réagit bizarrement, il sort plutôt 500W que ses 400W habituels et les galvanomètres grimpent plus haut. Après vérification, il s'avère que la jolie résistance non inductive est passée de 50 à 90 Ohms et qu'avec les 100W fournis on se retrouve en classe AB2 donc avec plus de puissance. Pour tout remettre en ordre, la défunte résistance de 50 Ohms a été remplacée par un ensemble de 128 résistances de 110 Ohms avec un arrangement série parallèle donnant 56 Ohms et 128 Watts de dissipation. Le ROS de cette charge sur 28 MHz a été mesuré égal à 1,3 ce qui était parfaitement acceptable, mais une fois dans le montage ce ROS est tombé à 1,1 sans autre explication que l'effet des capacités parasites des grilles, comme avec le relais de commutation d'antenne que l'on verra plus bas. Personne ne s'en est plaint.

La solution grille passive peut être retenue aussi pour des tubes un peu plus puissants demandant des tensions grilles plus élevées; pour Vg= -120 V par exemple soit 85 Veff à appliquer, cela peut se faire avec 100W sur une résistance de 72 Ohms et un transformateur apériodique sur tore pour passer des 50 Ohms du transceiver aux 72 Ohms de la résistance.

Il faut tout faire pour limiter les retours de signaux de l'anode vers la grille, d'où les condensateurs de découplage doublés: 0,22 uF en parallèle avec 330 pF; et le fil blindé amenant la tension continue.

Au passage, comment sont calculés les gros condensateurs autour de la 50 Ohms? Leur impédance à la fréquence la plus basse (1,8 MHz) doit être faible par rapport à 50 Ohms; disons qu'on la veut de l'ordre de 0,5 Ohm ou inférieure; d'où C#1/(2.pi.F.R) = 0,17 uF. J'avais des 0,15 et des 0,22 ça ira.

Alimentation filaments:

La QB3-300 est un tube à chauffage direct, il n'y a pas de cathode, le courant anode passe donc par le filament. Ce courant comporte une composante HF et une composante continue; les deux bornes du filament doivent donc être découplées à la masse par des condensateurs pour favoriser le passage des composantes HF, c'est le rôle des condensateurs de 0,33 uF et 330 pF. La partie continue profite du fait que ces tubes disposent souvent de transformateurs filaments particuliers avec prise médiane au secondaire; cette prise médiane est réunie à la masse. En fait la mise à la masse se fait via un galvanomètre qui mesure l'intensité anode + écran; la mesure est un peu faussée par la présence du courant écran, mais de façon négligeable; et l'avantage est que le galvanomètre n'est pas porté à une haute tension de 3000 V comme ce serait le cas si on le plaçait dans l'anode.

Ce système de prise médiane permet de répartir le courant continu dans les deux demi secondaires du transformateur; les champs créés sont de sens opposés et s'annulent; on ne risque pas de saturer le fer du transformateur.

Quand on ne dispose pas d'une prise médiane, on peut ne mettre qu'un coté du filament à la masse; mais le courant continu dans le secondaire crée un champ que rien n'annule; vu les courants mis en jeu, il n'est pas certain que cela soit gênant, mais on s'affranchit souvent de cette crainte avec deux diodes comme indiqué sur le dessin de gauche; le transformateur n'étant plus réuni à la masse.

Si on ne dispose que d'un transformateur 10 Volts on place les diodes comme indiqué sur le dessin de droite.

Il est bon de vérifier avec précision la tension aux bornes des filaments et de respecter les mêmes longueurs de fil pour alimenter les deux tubes car sous 6,5 Ampères on a vite des chutes de tension non négligeables qui pourraient amener des dissymétries de fonctionnement. S'assurer aussi que l'on ne dépasse pas 5,00 volts et au besoin allonger les fils ou mettre une résistance en série dans le primaire du transformateur, à ajuster pour obtenir 5,00 ou 4,95 V mais pas plus, sous peine de réduire la durée de vie des tubes.

Ventilation:

Normalement la QB3-300 n'a pas à être ventilée si on l'utilise en dessous de 50 MHz, mais le constructeur suppose que le tube est en espace libre et non dans une boîte, car dès les premiers essais, le simple fait d'allumer les filaments était suffisant pour rendre le capot du boîtier brûlant au-dessus des tubes. Un ventilateur d'ordinateur ajouté à quelques centimètres sur le coté des tubes s'avère suffisant pour régler ce problème; il doit bien sûr se mettre en route en même temps que les filaments.

Les écrans:

Le découplage des écrans doit être très soigné, c'est à dire court et en un seul point.

Il y a deux sorties écran sur chaque support, elles sont réunies au plus court par du fil de cuivre 2,5² et le milieu de cette liaison est découplé au même point de masse au centre entre les deux tubes par les condensateurs de 10.000 et 330 pF. Les résistances de 220 Ohms 1W peuvent amener le continu sur l'une des deux broches, ou au centre au choix. Après découplage par 0,1 uF la liaison vers la partie alimentation 600 V se fait en câble blindé double, nous verrons pourquoi en parlant de cette alimentation.

Sur la photo, on voit les bornes réunies des grille G1 en vis à vis et les filaments de part et d'autre avec leurs découplages directement au châssis.

Point de fonctionnement:

Pour les vieux tubes, les documentations ne précisent pas souvent les conditions de fonctionnement pour un régime BLU; dans les notices de la QB3-300 on voit des tensions allant de 2500 à 3000 V pour l'anode et de 350 à 600 V pour l'écran; en AM modulation plaque on trouve une tension de fonctionnement de 2500 V anode, ce qui signifie que le tube doit supporter jusqu'à 5000 V en crête. Les réseaux de courbes fournis vont jusqu'à 4000 V anode et sont souvent donnés pour 600 V écran. Le tube doit donc fonctionner sans risque sous 3000 V anode et 600 V écran dans la mesure où l'on ne dépasse pas les dissipations limites, à savoir 125 Watts sur l'anode et 20 Watts pour l'écran.

Courant anodique:

En classe B, à la linéarité du tube près, le courant anodique suit exactement l'alternance supérieure du courant grille; pour un tube parfaitement linéaire, on obtient un courant d'anode en arches de sinusoïdes, comme la tension obtenue dans un redressement simple alternance.

Dans notre cas, la tension grille vient frôler le zéro au maximum de ses alternances supérieures, à cet instant, le courant anodique passe par une valeur crête Iac de 520 mA par tube si l'on se fie à la courbe ayant servi à déterminer le point de polarisation grille.

Avec de tels signaux, en arches de sinusoïdes, on sait que la valeur moyenne du courant est égale à sa valeur crête divisée par pi: Ia0=Iac/pi.

Sur une porteuse ou un point de télégraphie, ou dans une crête de modulation, le courant anodique moyen Ia0 serait donc de 520/3,14=165,5 mA pour un tube, soit 331 mA pour deux tubes, ce qui frise le kilowatt alimentation, il ne faudrait pas trop s'attarder en régime porteuse.

Mais nous ne sommes pas en classe B, nous sommes en classe AB, le tube conduit aussi pendant une partie de l'alternance inférieure de la tension grille; la formule avec la division par pi ne s'applique plus avec autant de précision mathématique, et vu la forme des courants, la formule généralement retenue pour donner le courant moyen devient Ia0=Iac/2,88 pour une "ouverture" du tube de 200°. (L'ouverture est de 180° en classe B).

Dans notre cas, pour deux tubes, cela donne Ia0=2x520/2,88=361 mA ce qui commence à dépasser le kilowatt pep alimentation; on verra plus loin si le rendement du tube permet de fonctionner dans ces conditions.

Tension anodique:

Dans un tube tétrode, la tension anode ne doit pas tomber en dessous de la valeur de la tension écran, ou très peu, sinon, les électrons en provenance du filament-cathode ne sont plus assez attirés par l'anode et s'arrêtent à l'écran qui sert alors d'anode; et comme l'écran est prévu pour dissiper 20 W maximum et non pas 125, il ne met pas longtemps à fondre.

La tension au repos sur l'anode (les anodes) est de 3000 V, elle doit donc descendre au pire à 600 V pour ne pas solliciter l'écran; l'excursion maximale de la tension anode est donc de 2400 V soit 4800 V crête à crête.

Si on accepte de solliciter un peu l'écran, on peut laisser descendre la tension anode à 500V par exemple, ce qui nous donnera 2500V d'excursion et 5000V crête à crête.

On voit déjà ce que va devoir supporter le condensateur du circuit accordé en sortie.

Si on pousse un peu plus il faut bien vérifier que la dissipation thermique maximale des écrans n'est pas dépassée, ou prévoir quelques jeux de tubes de rechange.

En résumé, pour deux tubes en classe AB et sans bousculer les écrans:

• Tension d'alimentation anode: 3000 V
• Tension écran: 600 V
• Puissance d'excitation : 100 W
• Courant anodique crête instantané: 1040 mA
• Courant anodique porteuse pure: 361 mA
• Tension alternative sur les anodes: 4800 Vcc soit 1697 Veff

En classe B et sans bousculer les écrans:

• Tension d'alimentation anode: 3000 V
• Tension écran: 600 V
• Puissance d'excitation : 100 W
• Courant anodique crête instantané: 1040 mA
• Courant anodique porteuse pure: 331 mA
• Tension alternative sur les anodes: 4800 Vcc soit 1697 Veff*

Impédance de sortie:

Nous avons vu que le courant anodique était constitué d'arches de sinusoïdes en classe B; pour simplifier nous supposerons qu'on n'en est pas loin en classe AB.

Joseph Fourier a démontré que tout signal périodique de fréquence F, comme ces arches de sinusoïdes, n'est en fait que la superposition de sinusoïdes de fréquences 0, F, 2xF, 3xF, 4xF, etc. Zéro correspondant en fait à la valeur moyenne du signal, autrement dit, sa composante continue.

Avec nos arches de sinusoïdes d'amplitude Iac on a déjà vu que l'amplitude de la composante continue est égale à Iac/pi en classe B; soit 331 mA pour deux tubes, (Iac/2,88 soit 361 mA en classe AB).

Les mathématiques nous donnent l'amplitude des sinusoïdes de fréquences F, 2xF, 3xF, 4xF etc.

L'amplitude crête à crête du courant à la fondamentale (fréquence F) est égale à Iac; ce qui donne une valeur efficace égale à Iac/(2.racine de deux) = 368 mA pour deux tubes; (un peu moins en fait en classe AB).

L'harmonique deux, correspondant à 2xF, a pour amplitude crête à crête 4.Iac/(3.pi); sa valeur efficace est donc 4.Iac/(2.3.pi.racine de deux). Soit 156 mA pour deux tubes; (un peu moins en fait en classe AB).

Il n'y a pas d'harmonique impairs et ensuite les amplitudes décroissent rapidement.

Il est intéressant de remarquer que dans tout ce que fabrique le tube, il n'y a que la fondamentale qui nous intéresse, à savoir les 368 mA; le circuit accordé d'anode devra filtrer cette fondamentale et rejeter les harmoniques deux, quatre, six, etc.

L'impédance est facile à obtenir, il nous faut 1697 Veff à la fondamentale, et le tube nous donne 368 mA efficaces à cette fréquence, cela correspond à une impédance de 1697/0,368 = 4611 Ohms. C'est l'impédance que doit présenter le circuit de sortie, et qu'il doit adapter aux 50 Ohms de l'antenne.

Comme on vient de le voir, le calcul strict de l'impédance de sortie amène à la formule

Z=2x(Va-Vg2)/Iac

soit Z=0,637x(Va-Vg2)/Ia0 en classe B; Ia0 étant le courant d'alimentation des deux tubes, (331 mA),

ou Z=0,69x(Va-Vg2)/Ia0 en classe AB; Ia0 étant le courant d'alimentation des deux tubes, (361 mA),

On trouve souvent dans la littérature la valeur simplifiée Z=0,5xVa/Ia0; cette formule approximative correspondrait plutôt à la classe C et ne tient pas compte de l'écran; dans notre cas, cela donnerait 0,5x3000/0,361=4155 Ohms ce qui n'est pas loin des 4611, mais autant rester précis.

Puissance de sortie:

On l'a vu plus haut, il y a 1697 Veff sur les anodes, sur une impédance de 4611 Ohms, cela donne une puissance de 624 W (loi de Joule); comme il y a 361 mA alimentation sous 3000 V (1083 W), cela ferait un rendement de 58%.

Il ne faut pas rêver, on sera loin d'atteindre ces valeurs dans la réalité et on sera bien content si on frise les 500W sur les bandes basses, 400 W sur les bandes hautes et encore moins sur 28 MHz.

La formule donnant la puissance de sortie est: Phf=0,25.(Va-Vg2).Iac

Le rendement théorique maximum est donné par la formule Ro=0,79.(1-Vg2/Va)

Circuit d'anode:

Anti VHF:

Les tubes QB3-300 peuvent être utilisés jusque sur VHF où leur gain n'est pas négligeable, en conséquence le risque d'auto oscillations sur des fréquences élevées n'est pas à sous estimer comme nous le verrons dans la phase mise au point.

Un circuit anti oscillation est inséré dans chaque anode; il n'est pas sûr qu'il empêche toute oscillation VHF, mais si celle ci se produit, il le signale rapidement par une odeur de résistance brûlée.

La self comporte de une à trois spires de fil 1 à 2 mm argenté ou non, sur un diamètre de 15 mm, espacement entre spires 1 mm; la résistance est une 56 Ohms 2 Watts non bobinée.

Le courant HF qui parcourt ces circuits est de l'ordre de 260 mA dont une partie sur l'harmonique deux comme vu plus haut; il ne faut pas que sur 28 MHz, (et sur 56 MHz) cette self présente une impédance trop élevée, sinon le courant préfèrera passer par la résistance qui va chauffer, voire brûler.

Si on ne veut pas dissiper plus d'un demi Watt dans chaque résistance, elle ne doit pas être parcourue par un courant supérieur à 95 mA (loi de Joule). Donc il faut que la self en laisse passer le reste soit 165 mA, pour cela son impédance doit être en gros dans la proportion des courants traversants soit 56 x95/165=32 Ohms; ce qui correspond à une self maximum de 32/(2.pi.28)=0,18 uH; soit à peu près trois spires.

La liaison, courte, vers les anodes des tubes se fait en tresse souple pour éviter toute contrainte sur le verre des tubes.

Self de choc:

C'est un point délicat du montage, elle doit supporter le débit des anodes, plus de 300 mA, elle doit supporter la tension anodique, plus la tension HF, et surtout elle ne doit résonner par elle même sur aucune bande utilisée, sous peine de la voir très rapidement fumer et brûler.

La self utilisée provient de récupérations, sa référence n'est pas connue, mais on peut la voir sur la photo; sa self induction mesurée est de 3 mH, ce qui donne un impédance de 34000 Ohms sur 160 m, correcte pour ne pas avoir d'influence vis à vis des 4600 Ohms du circuit d'anode.

Sur une self inconnue, on peut vérifier au grid dip, self ouverte et en court-circuit, qu'il n'y a pas de fréquence de résonance propre dans une bande amateur avant de l'installer; mais seul l'essai définitif dira si elle convient.

On voit souvent dans les descriptions, des selfs réalisées par l'amateur, elles sont à spires jointives et ne peuvent atteindre les 3 mH d'une self bobinée en galettes comme celle ci; leur self inductance est de l'ordre de 150 à 180 micro Henrys, ce qui donne une impédance sur 160 m de 2000 Ohms environ; ce n'est plus négligeable par rapport aux 4700 Ohms de l'anode, cela doit donc passablement la perturber sur les bandes basses; en fait la self de choc vient participer à l'accord du circuit de sortie, ce qui n'est pas dramatique en soi, mais il faudra tenir compte du fait qu'on a une self ici qui vient se mettre en parallèle avec le circuit accordé, qui sera donc un peu décalé vers le haut en fréquence.

En cas de réalisation personnelle, il faut faire attention au support cylindrique, la self est placée très prés des tubes, et vu les températures qui règnent dans ces parages, je crains qu'un support en plastique ne fonde rapidement et même prenne feu; la difficulté sera donc de trouver un support en Téflon éventuellement, ou mieux, en céramique; une résistance bobinée débobinable est utilisable dans un tel projet.

Pour atteindre 150 microHenrys, il faut déjà 200 spires de fil émaillé 0,5 mm sur un diamètre de 20 mm; avec 245 spires on atteint 180 uH; des espaces sont insérés dans le bobinage, coté anodes, pour limiter la capacité parasite et éviter les résonances dans nos bandes.

Condensateurs d'isolement:

Le signal d'anode ne part pas directement vers le circuit accordé de sortie, deux condensateurs bloquent la composante continue (3000 V) ne laissant passer que la fondamentale qui nous intéresse et les harmoniques qui nous intéressent moins.

Il ne faut pas lésiner sur ce ou ces condensateurs, ils sont traversés par toute la puissance du linéaire et ils supportent toute sa tension, continue et alternative les modèles ici sont des 1000pF 15000 V.

Pourquoi deux condensateurs, et pourquoi 1000 pF hormis le fait qu'ils étaient dans le tiroir: Ce condensateur ne doit pas s'opposer au passage de la HF sur la bande la plus basse; comme la charge fait 4600 Ohms, on décide arbitrairement que le condensateur devra présenter moins de 46 Ohms sur 160 m (1%). Cela donne C=1/(2xpi x F x R)=1920 pF.

Il faut bien deux condensateurs de 1000 pF; on les voit en haut à droite sur la photo; à gauche le même modèle mais en 500 pF pour le découplage HT à la base de la self de choc anode.

Capacités parasites:

Pour limiter les risques d'auto oscillation, tout doit être câblé très court, aussi bien dans la grille que dans l'anode; mais coté anodes, il y a une raison supplémentaire à cause des capacités parasites qui risquent de rendre difficile le fonctionnement sur 24 et 28 MHz si on n'y prend pas garde; ou alors qui nécessiteront de fonctionner avec des facteurs de surtension trop élevés sur ces fréquences là.

Chaque tube est donné pour une capacité de 4 pF entre son anode et le reste du monde, 8 pF à eux deux, les capacités parasites du montage vont facilement quadrupler ce chiffre, sans parler de la capacité résiduelle du condensateur d'accord dont on parlera avec le circuit de sortie.

Circuit de sortie:

Rien n'oblige à utiliser un circuit en pi à la sortie d'un amplificateur de puissance, d'autant plus qu'aujourd'hui les antennes arrivent en câble coaxial 50 Ohms avec un bon ROS et si tel n'est pas le cas, une boîte d'accord se charge de tout mettre en ordre; on peut donc dans l'anode, mettre un simple circuit accordé LC avec une prise coté masse pour sortir en 50 Ohms; ça marche. On peut aussi faire le couplage à l'antenne par une ou plusieurs spires enroulées autour de la bobine principale; attention à ce que ces spires ne touchent pas la bobine principale, même avec du fil isolé ça flashe vite vu les tensions HF en présence.

On peut aussi mettre le circuit LC directement sur l'anode et supprimer la self de choc et les condensateurs d'isolation, mais le circuit devient très dangereux, la self étant portée à la haute tension.

La commutation multibande pose aussi de gros problèmes vu les tensions au niveau du commutateur; mais c'est une solution simple pour du monobande avec self inaccessible et systèmes de sécurité.

Avec un coefficient de surtension souhaité de 10, sachant que l'impédance Z à adapter est de 4611 Ohms, la formule du facteur de surtension Q=2.pi.F.Z.C nous donne directement la valeur du condensateur C pour les différentes bandes; et l'on voit tout de suite que les capacités parasites du montage ne permettent pas ce coefficient de surtension au dessus de 10 MHz.

On prend donc le problème à l'envers, et on cherche quel est le coefficient de surtension qu'il faudra accepter pour que ça fonctionne avec par exemple 35 pF de capacité totale, d'où le tableau ci-dessous.

Sur les bandes hautes il faudra câbler gros et solide car avec un coefficient de surtension de 30, le courant dans la self et le condensateur sont 30 fois plus élevés que dans le tube, ce qui donnera à peu près onze ampères.

On comprend pourquoi les premières selfs des amplificateurs linéaires sont réalisées en tube de cuivre éventuellement argenté.

La valeur de la self est calculée à partir de la formule de Thomson.

Pour les spires de couplage du secondaire, il faut adapter 4611 Ohms à 50 Ohms, soit un rapport de 92; le rapport du nombre de spires entre le primaire et le secondaire sera donc de racine(95) =9,6. En gros, le secondaire aura dix fois moins de spires que le primaire; dans la pratique, on joue sur le diamètre du primaire pour obtenir un nombre de spires divisible par dix. Cet impératif de résultat entier disparaît si on conserve self de choc et condensateur d'isolement et qu'on opte pour les prises sur la self; dans ce cas on peut ajuster très finement l'adaptation en jouant sur des fractions de spires à la sortie.

Cette solution est la plus simple pour un amplificateur monobande sur une antenne 50 Ohms bien accordée, mais les commutations en cas de plusieurs bandes sont un peu compliquées si bien que le circuit en pi est généralement préféré au circuit LC.

Circuit en pi:

Le circuit en pi de sortie comporte un premier condensateur C, coté tube, appelé souvent condensateur plaque ou condensateur d'entrée, et un autre G, appelé condensateur antenne, ou condensateur de sortie; entre les deux la self L. Comme il s'agit le plus souvent d'abaisser les impédances, le condensateur plaque est de plus faible valeur que le condensateur antenne, mais il doit être à fort isolement car il supporte ici au moins 1700 Veff (4800 Vcc).

Le calcul des composants du circuit en pi se fait à partir de la fréquence de travail F, de l'impédance d'entrée Z, de l'impédance de sortie R (en général 50 Ohms), et du facteur de surtension Q.

Condensateur d'entrée (C):

La formule donnant sa valeur est:

Le tableau ci-dessous donne la valeur de C pour les bandes amateurs décamétriques; cette valeur calculée comprend les capacités parasites, y compris celle du condensateur; avec 35 pF on est à la limite de ce qui a été mesuré sur le montage: 8 pF de capacité parasite dus aux tubes, 22 pF dus au montage et 5 pF pour la résiduelle du condensateur. Une telle résiduelle n'est accessible qu'avec de petits condensateurs variables, qui alors n'auront pas assez de capacité maximale pour aller sur 160 m ou avec des condensateurs spéciaux sous vide, solution qui a été retenue ici.

En cherchant sur Internet on trouve de ces condensateurs, souvent d'origine russe; là il s'agit d'un modèle référencé avec des caractères cyrilliques ressemblant à KMI-8 5kB, et parfois KP1-8 sur certaines annonces; mais la photo sera plus parlante, il est annoncé pour 5 pF de capacité résiduelle et 250 pF de capacité maximale, ce qui lui permet de couvrir toutes les bandes; il supporte 5000 V ce qui convient aussi.

Ces condensateurs ne sont pas faciles à monter, comme le montre la photo, les électrodes sont cylindriques; il y a deux équerres à construire dont une isolante, et des colliers en inox pour venir s'y fixer; cette fixation n'est rigide que du coté masse, de l'autre coté (en haut sur la photo), le tube n'est que posé, pour éviter des contraintes qui pourraient être néfastes aux jonctions verre-métal.

Les colliers serrent aussi des tresses de cuivre, l'une vers la masse, en bas, l'autre vers les condensateurs d'isolement, en haut; elles ne sont pas encore en place sur la photo.

Ce condensateur nécessite une quinzaine de tours pour aller de 5 à 250 pF, c'est très précis, mais peu pratique car on ne peut pas avoir de graduation permettant de savoir où il en est de sa course, sauf à trouver un démultiplicateur par 15, ou à en construire un.

Par chance ça existe, mais un peu petit, la manipulation est désagréable, heureusement c'est très précis et quand on a repéré la position pour chaque bande, on peut prérégler le démultiplicateur, il n'y a pas de retouche à faire; si l'antenne n'a pas bougé.

Condensateur de sortie (G):

On retrouve souvent la formule Z/R=(G/C)² permettant de calculer G à partir de C:

cette formule n'est qu'une approximation, et n'est valable que si le carré du facteur de surtension est nettement supérieur à Z/R -1, ce qui n'est pas obligatoirement le cas.

La vraie formule, sans compromis est:

Si on y néglige Z/R-1 elle donne en effet le même résultat que la formule simplifiée.

Le tableau ci-dessous donne la valeur de G pour les différentes bandes avec les coefficients de surtension qui nous ont ètè imposés par les capacités parasites coté anode.

Comme on peut le voir, la valeur de ce condensateur est étonnamment élevée sur 28 Mz, à cause du coefficient de surtension élevé, et relativement faible sur 160 m où ce coefficient peut être limité à 10.

Quand on arrive à émettre 500 W, ce condensateur doit supporter une tension de 158 Veff ce qui n'est pas énorme, à la limite, un ancien condensateur variable de BCL avec ses 2x470 pF pourrait suffire, mais on serait quand même à la limite pendant les réglages ou en présence de ROS, sans parler du courant qui va le traverser; et si l'on peut trouver le même ordre de grandeur en capacité mais avec des lames un peu plus espacées, ce sera mieux. Au vu des chiffres du tableau, la capacité résiduelle de ce condensateur ne devrait pas poser problème.

Self (L):

Pour la self, on trouve généralement la méthode qui consiste à dire qu'elle résonne sur la fréquence de travail grâce aux condensateurs C et G mis en série; c'est là aussi une approximation, la vraie formule, sans compromis est:

ou sous une autre forme:

Dans la formule de droite, on retrouve la méthode approximative en négligeant le 1/RZCG.

Le tableau ci-dessous donne la valeur de L pour les différentes bandes avec les coefficients de surtension qui nous ont été imposés par les capacités parasites coté anode.

Comme déjà vu, sur les bandes hautes on est obligé d'avoir un coefficient de surtension élevé, donc des courants élevés dans la self et les condensateurs. Pour les condensateurs on prend ce qu'on trouve; mais pour la self on est maître de la situation, et il faut faire au mieux au moins pour les quatre bandes hautes. Faire au mieux signifie utiliser du gros fil de cuivre, éventuellement argenté et si possible du tube de cuivre de diamètre 4mm ou plus; ou du méplat, large et argenté.

Pour les autres bandes du fil de cuivre émaillé de diamètre 2 mm convient.

Le mieux serait de faire une self par bande, mais comme il ne faut pas qu'elles soient trop couplées entre elles, on est obligé de les disposer perpendiculairement les unes par rapport aux autres; en outre, il ne faut pas les plaquer trop près d'un blindage; tout ceci n'est pas évident mécaniquement parlant.

En général on a une self pour le 28 MHz, qui fait éventuellement le 24 MHz, et une ou plusieurs selfs pour les autres bandes; toutes les selfs sont en série, mais non couplées entre elles, avec des prises pour les différentes bandes comme dessiné sur le schéma.

Si on n'a qu'une seule self pour plusieurs bandes, la partie inutilisée se comporte comme le secondaire d'un transformateur dont le primaire est la partie utilisée; ce transformateur est élévateur en plus vu les nombres de spires concernés; en conséquence on se retrouve avec des risques de tensions élevées, des effluves ou des étincelles; et comme toute la partie inutilisée est en court circuit on ajoute des pertes au système avec les courants qui y circulent pour rien.

La solution idéale des neuf selfs étant un peu trop compliquée, on a retenu ici la solution de deux bandes maximum par self:

La première self, en tube de diamètre 4 mm sert au 28 et au 24 MHz;

La seconde self, en tube de 4 mm elle aussi sert au 21 et au 18 MHz

la troisième self en fil émaillé de 2 mm sert au 14 et au 10 MHz

la quatrième self en fil émaillé de 2 mm sert au 7 et au 3,5 MHz

et enfin une cinquième self en fil électricien de 1,5² car je n'avais plus de fil émaillé sert au 160m.

La self 21-18 possède une prise pour le 21 MHz

La self 14-10 possède une prise pour le 14 MHz

La self 7-3,5 possède une prise pour le 7 MHz

Par contre, vu le faible rapport en fréquence entre le 24 et le 28 MHz, la même bobine, sans prise, sert pour le 24 et le 28; ce qui est très pratique quand on ne trouve pas de commutateur à plus de huit positions.

Comme on le voit sur la photo, les self rapprochées sont disposées perpendiculairement pour réduire les tensions et les courants induits; il y en a quand même vu le faible volume de l'ensemble; mais les conséquences sont limitées.

En bas à droite le condensateur de sortie, c'est en fait un trois cages dont deux seulement sont utilisées, la troisième peut être réunie à la borne libre du commutateur de bandes pour que cette troisième cage s'ajoute aux deux autres sur le 160 m.

Le commutateur doit être de qualité, à cause des courants qui le traversent; et avec de bons espacements pour ne pas flasher entre ses contacts. Ca flashe plutôt sur les contacts allant vers les bobines 80 ou 160m qui font un secondaire fortement élévateur quand on est sur les bandes hautes; malgré le faible couplage, il y a assez de tension pour brûler un commutateur en bakélite.

Caractéristiques des bobines commutées:

Les bobines comportent des nombres de spires entiers, si bien que les self inductions sont un peu différentes de ce que demande le calcul.

Le diamètre de la bobine n'est pas celui du support, mais celui pris de centre à centre du fil, ce qui est égal au diamètre du support plus celui du fil.

Facteur de surtension (Q):

Les formules simplifiées ne le font pas apparaître, mais on n'est pas libre dans le choix du facteur de surtension, il doit être supérieur à une valeur donnée par la formule:

Si on veut le choisir à sa valeur la plus faible, on obtient G=0, ce qui nous ramène à un circuit adaptateur en L qui n'a pas la souplesse du circuit en pi pour ajuster finement l'adaptation d'impédances.

Les approximations ont tendance à donner des valeurs trop élevées pour le condensateur de sortie: comme on peut le voir ci-dessous la différence peut être importante pour de faibles valeurs de Q, et nous amener à chercher inutilement un monstre pour les bandes basses.

La simulation sur ordinateur des circuits en pi calculés montre une atténuation de l'harmonique deux de 25 dB pour Q=10, de 30 dB pour Q=15 et de 40 dB pour Q=30. Finalement le coefficient de surtension élevé imposé sur les bandes hautes présente des avantages. Il n'est pas interdit de calculer le circuit pour un coefficient de surtension supérieur à dix sur les bandes basses, mais cela impose vite des valeurs de condensateurs variables élevées, et il faut installer des condensateurs fixes en parallèle.

Bobines enfichables:

L'expérience a montré qu'il y avait assez de tension induite sur les bobines 80 ou 160m dans certaines circonstances sur les bandes hautes pour faire fondre aussi les contacts d'un commutateur stéatite; après en avoir tué deux, tout le système de commutation a été remplacé par des bobines enfichables; il n'y a qu'une bobine pour le 21 et le 24 MHz vu la proximité des fréquences.

Avantage de cette solution, le rendement est meilleur et on est proche des 500W sur les bandes basses et sur 14 MHz.

Self de protection:

Il s'agit de la self de choc en sortie du circuit en pi, type R100 ou comparable; elle est là au cas où l'un des deux condensateurs de liaison 1000 pF 15 kV viendrait à se mettre en court-circuit. En pareil cas, on retrouve la haute tension de 3000 V sur la sortie antenne avec les danger que cela pourrait entraîner sur quelqu'un qui y toucherait à cet instant. En fait ces 3000 V sur l'antenne ne dureraient pas longtemps car le condensateur variable de sortie ne les supporterait pas et mettrait le tout en court-circuit bruyant.

Avec la self le condensateur variable de sortie ne meurt pas tout de suite; la haute tension débitant dans la self, elle fume et brûlerait assez rapidement sans autre précaution, c'est quand elle a fondu que le condensateur variable explose. L'astuce consiste à mettre un fusible quelque part dans la ligne 3000 V pour qu'il coupe cette haute tension avant que la self n'ait brûlé.

L'amplificateur n'en sort pas indemne pour autant, car il se trouve alors avec la tension de 600 V appliquée sur les écran et rien à l'anode, mauvais cas de figure où l'écran joue le rôle d'anode et risque de fondre rapidement. Une alimentation 600 V qui s'écroule assez vite quand on lui demande trop de débit peut retarder le phénomène, le temps que l'opérateur coupe le secteur.

Il y a un autre intérêt à cette self de choc, même quand les condensateurs d'isolement sont en bon état; en effet, sans elle, l'antenne si elle est ouverte, comme un doublet demi onde par exemple, 'voit' le 3000 V à travers les 2000 pF; si on y touche, on participe à la charge de ce condensateur sous 3000 V ça peut ne pas être agréable. En fait on ne va pas en général jusque là car l'ensemble condensateurs d'isolement- condensateur de sortie fait pont diviseur et il peut apparaître quelques milliers de volts aux bornes du condensateur de sortie, il ne le supporte pas et fait de jolies étincelles, mais rien de destructif car le courant est limité à là charge des 2000 pF.

Bref, ils est bon que les condensateurs d'isolement soient de bonne qualité.

Calcul sous Excel:

Si l'on souhaite modifier quelques valeurs dans les fréquences, impédances ou facteurs de surtension, ou même utiliser d'autres tubes, les calculs de self ou de condensateurs deviennent vite fastidieux. Le tableau Excel téléchargeable ici facilite un peu la procédure:

Il suffit de donner les caractéristiques du tube, l'impédance de sortie et le facteur de surtension, dans les cases en bleu, et le programme donne les conditions de fonctionnement et les composants du circuit en pi dans les cases jaunes.

Relais d'antenne:

Que ce soit à l'entrée ou à la sortie de l'amplificateur, un relais coaxial capable de supporter les puissances en jeu serait le bienvenu, mais ce n'est pas une denrée courante; l'essai a donc été fait avec un relais à lames classique, un peu puissant, il sert aussi bien en entrée qu'en sortie.

Vérifié avec une charge ohmique, il s'avère qu'il n'introduit pas de ROS sur les bandes basses et un peu sur les bandes hautes, jusqu'à 1,3/1 sur 28 MHz.

Soupçonnant les fils et les palettes de faire un peu self induction, quelque essais avec des condensateurs par ci par là ont amené à la solution résumée sur le dessin: des condensateurs 33 pF céramiques placés aux endroits indiqués font tomber le ROS à 1/1 sur les bandes hautes et ne changent rien sur les bandes basses; le relais donc le linéaire est devenu strictement transparent en réception, ou en émission lorsqu'il n'est pas alimenté. J'avais fait la même observation lors de la réalisation d'une boîte de commutation avec ces mêmes relais.

Les prises coaxiales d'arrivée et de sortie, en l'occurrence BNC pour l'entrée et SO pour la sortie sont disposées sur le panneau arrière juste à coté et de part et d'autre du relais, les condensateurs sont câblés au plus court à la masse; le tout est blindé dans une boîte en aluminium.

Les liaisons vers la 50 Ohms de grille et vers la sortie du circuit en pi se font en câble coaxial.

Les alimentations:

Il y a deux boîtiers, dans celui contenant l'amplificateur proprement dit, on a l'alimentation des filaments et l'alimentation de la grille 1.

Dans un second boîtier on trouve l'alimentation haute tension 3000 V et l'alimentation 600 V pour les écrans. Ce boîtier très lourd est monté sur roulettes au sol, et le boîtier ampli est posé dessus.

La liaison 3000 V se fait par un câble blindé avec BNC HT à ses extrémités, la liaison 600 V se fait aussi en câble blindé avec des fiches de récupération qui semblent HT à ses extrémités.

Quand tout est bien branché, on est sûr que, sauf panne, quand on alimente l'écran, on applique aussi la HT sur les anodes. Sachant comme déjà dit qu'il n'est pas bon d'alimenter les écrans sans HT sur les anodes.

De même, dans le boîtier ampli, le fait d'alimenter les filaments met en route aussi la polarisation des grilles de commande à une tension suffisamment élevée pour bloquer tout courant dans les tubes.

L'alimentation 3000 V:

Le transformateur:

Le fait d'avoir trouvé un transformateur 2x2000 V 200 mA soit 800 Watts en régime continu a été un élément déterminant pour la décision de construction du linéaire; avec 2x2000 V on peut en double alternance obtenir 2800 V continus à vide (2000 que multiplie racine de deux) et un peu moins en fonctionnement selon la chute de tension pendant les phases de modulation.

Pour avoir en moyenne les 3000 V souhaités, il faudrait augmenter la tension secondaire vers 2150 Veff, soit une augmentation de 7,5%.

Impossible et dangereux de rebobiner le secondaire, par contre augmenter la tension au primaire de 7,5 % revient à lui rajouter 16,5 V. Cela peut se faire avec un autre transformateur fournissant 16,5 V que l'on mettrait en série dans le primaire avec la bonne phase, ou en enlevant quelques spires au primaire du transformateur HT, ou mieux encore en lui en ajoutant mais avec la bonne phase, ce n'est pas destructif, c'est réversible et même commutable pour obtenir trois positions au secondaire: 2000 V, 2150 V et 1850 V et le transformateur ne va pas souffrir de ses 7,5% de surcharge.

Expérience faite, il suffira d'ajouter 24 spires au primaire pour produire les 16,5 V désirés; on les voit sur la photo, une seule couche a suffi et il y avait juste la place entre le cuivre et le fer pour les insérer.

Les diodes:

Avec un montage comme celui de la figure ci-contre, les diodes du haut conduisent pendant l'alternance positive, les diodes du bas conduisent pendant l'alternance négative; mais les diodes qui ne conduisent pas subissent toute la tension secondaire crête en inverse, à savoir 2 fois 2150 Volts que multiplie racine de deux; il faut donc des jeux de diodes capables de supporter 6100 V en inverse, plus une marge de sécurité; disons 8000 V pour être tranquille.

Dix diodes capables de supporter chacune 800 V mises en série conviendront à condition de les équilibrer par des résistances afin d'être sûr que les tensions se répartissent également entre elles. Sur la figure on voit un équilibrage pour deux diodes.

Les résistances d'équilibrage ne doivent pas être trop faibles car elles vont laisser passer du courant alternatif et nuire au filtrage de la tension obtenue, ni trop fortes car elles ne rempliraient plus leur rôle d'équilibrage; j'avais de belles résistances de 2,2 mégohms 4 W, je les ai mises; mais en vérifiant les conséquences de leur présence:

Elles vont chauffer, en effet quand les diodes sont polarisées en inverse, c'est à dire la moitié du temps, elles se trouvent portées à 4300 Veff; (2150 Veff chacune) ce qui va leur faire dissiper un peu plus d'un watt chacune; comme elles en acceptent quatre, c'est bon.

L'alimentation va devoir fournir 361 mA dans les crêtes de modulation, ou pendant les point et les traits en télégraphie, des diodes supportant 400 mA en régime continu suffiraient en théorie, mais mieux vaut prévoir large et prendre 1 A, et même plus si on veut les voir survivre à un incident comme un court-circuit provisoire ou un emballement des tubes.

Il y a un autre paramètre pour les diodes de redressement: le courant instantané crête qu'elles sont capables de supporter pendant 10 milli secondes; c'est le courant qui va les traverser à l'allumage si par malchance on ferme l'interrupteur au moment ou la tension secteur passe par son maximum.

Quand cela se produit, le transformateur fournit 3040 V et le condensateur de filtrage est déchargé donc à zéro Volt, la diode a pendant un instant 3040 V à ses bornes dans le sens passant cela peut faire un courant gigantesque qui la détruit instantanément. Ce courant n'est limité que par les résistances du montage: la résistance du secondaire et la résistance du primaire ramenée au secondaire. On mesure donc ces résistances Rs et Rp; le rapport de transformation étant de 2150/220 # 10, la résistance au secondaire est donc Rs + 10.Rp.

Ici on a Rs=180 Ohms et Rp=1 Ohm soit un total de 190 Ohms qui vont donner un courant crête de 3040/190=16 A.

Il faut des diodes supportant un courant instantané crête de 16 Ampères minimum. Si les diodes dont on dispose supportent moins de 16 A, il faut mettre une résistance Rd en série dans le secondaire du transformateur, qui va s'ajouter à Rs, pour que le courant à l'allumage n'excède pas ce que peut supporter la diode. Cette résistance supplémentaire va, bien sûr, nuire aux performances de l'alimentation quand on la fait débiter.

Les diodes utilisées ici sont des diodes HT de récupération supposées supporter 4000 V inverses et des courants instantanés d'allumage de quelques trente ampères, donc pas de résistance Rd à ajouter; par contre elles prennent de la place.

Les condensateurs de filtrage:

Les condensateurs HT disponibles étant des 100 uF 2500 V, une association série parallèle comme sur le schéma permet d'obtenir 100 uF capables de supporter 5000 V.

Comme avec les diodes, il y a des résistances d'équilibrage de 2,2 mégohms; qui vont supporter chacune 1500 Volts, soit une dissipation de 1 Watt; ce qui est dans leurs possibilités.

Il est bon de vérifier quelle sera l'ondulation résiduelle de l'alimentation quand elle débitera, pour s'assurer que les 100 uF retenus seront suffisants.

Le condensateur de filtrage se charge pendant la crête positive de la tension secondaire du transformateur, il le fait pendant la courte période où la diode est conductrice; il atteint donc 3040 V dans notre cas et conserve cette tension à ses bornes par la suite si l'alimentation ne débite pas.

Dès que la crête de tension est passée, la tension alternative instantanée devient inférieure à la tension crête à laquelle s'est chargé le condensateur et la diode ne conduit plus, elle est même bloquée en sens inverse jusqu'à la prochaine crête positive de la tension alternative, c'est à dire dans 20 ms. Comme on est en double alternance, le condensateur pour sa part sera alimenté par l'autre diode dans 10 ms.

Si l'alimentation est sollicitée, pendant ces 10 ms où les diodes sont bloquées, le condensateur se décharge et c'est lui qui fournit le courant, c'est cette décharge qui produit l'ondulation de la tension redressée filtrée.

En outre, la tension crête atteinte est légèrement inférieure à celle à vide à cause de la chute de tension dans le transformateur qui débite fortement pendant la charge du condensateur.

Si on suppose que la décharge est à courant constant, le calcul de l'ondulation est facile grâce à la formule du condensateur i.t=C.V sous un courant i et pendant un temps t un condensateur C se charge à une tension V; c'est valable aussi à la décharge, et avec un courant demandé de 360 mA, un temps de décharge proche de 10 ms et un condensateur de 100 uF on trouve une ondulation V de 36 V; c'est parfait.

Résistances de sécurité:

100 uF chargés sous 3000 V, c'est un véritable piège mortel, un tel condensateur, le lendemain n'aura pratiquement pas perdu sa charge; on ne pense plus qu'il est chargé et l'accident est à l'affût.

heureusement les résistances d'équilibrage, autant des diodes que des condensateurs, ont tendance à les décharger (lentement); au total, quand le secteur est coupé, on a quatre jeux de deux résistances qui y participent, soit 1,1 mégohm.

La constante de temps RC de 100 uF et 1,1 mégohm est de 110 secondes, pratiquement deux minutes, cela signifie qu'au bout de deux minutes, la tension aux bornes des condensateurs aura chuté de 2,7 (loi de décharge résistive des condensateurs), on sera tombé de 3000 V à 1100 V.

Deux minutes plus tard on sera à 410 V, etc... pour arriver à 20 V au bout de 10 minutes. C'est beaucoup trop long et dangereux, d'où la résistance de décharge de 150 k sur le schéma mise à la masse par un relais. En fait la première a brûlé et a été remplacée par seize résistances de 2,2 mégohms en parallèle,, et sa valeur est passée à 137 k.

La bobine du relais est alimenté en même temps que le transformateur haute tension, cela signifie que dès qu'on coupe le secteur les condensateurs sont mis à la masse à travers les 137 k; quand le secteur est branché, la résistance est hors circuit. Avec 137 k on a une constante de temps de presque 15 secondes, ce qui signifie que la tension sera tombée à 20 V au bout d'une minute et quart, ce qui est mieux mais non négligeable quand même. Il n'est pas interdit de mettre une résistance plus faible. Simplement il faut savoir que pendant les premières secondes de la décharge il y a 3000 Volts sur la résistance et qu'elle doit donc dissiper selon la loi de Joule 3000.3000/137000=66 Watts. Les seize résistances totalisant 60 W, il n'y a pas de problème puisqu'après quinze secondes la puissance à dissiper n'est déjà plus que de neuf Watts.

Temporisations:

Certains tubes, à chauffage indirect, mettent assez longtemps pour amener leur cathode à la température de fonctionnement, on prévoit alors des temporisations qui interdisent d'appliquer la haute tension sur le tube avant un certain temps, qui dépend de la rapidité du tube.

Avec les QB3-300, à chauffage direct, il semble que ce temps est très court, aussi il n'a pas été prévu de temporisation pour les filaments.

Par contre, quand on branche le secteur pour charger 100 uF sous 3000 V, cela fait un appel de courant brutal, sans conséquence, mais qui peut inquiéter; alors, peut être pour des raisons psychologiques, la mise en route de l'alimentation HT se fait en plusieurs temps:

A l'allumage, il suffit d'actionner les interrupteurs dans l'ordre; et dans l'ordre inverse à l'extinction. l'interrupteur I1 fait coller le relais de décharge HT, ce qui déconnecte la résistance de 137 k; comme on n'a pas encore appuyé sur l'interrupteur I2, cette opération se fait sans tension sur la résistance, ce qui est mieux pour le relais.

On actionne ensuite I2, ce qui alimente le transformateur HT et le transformateur pour les écrans, mais comme on peut le voir, I3 n'étant pas encore fermé, le transformateur HT est alimenté à travers une résistance de 175 Ohms 10 W ce qui limite l'appel de courant dû à la charge du condensateur HT. Au fur et à mesure que ce condensateur se charge, la chute de tension dans la résistance diminue et le voyant V3 (au néon) s'allume. On peut alors, quand on veut, fermer I3 et l'alimentation est prête.

Si on actionne les interrupteurs dans le mauvais ordre, ou en même temps, ça marche quand même; je l'ai dit plus haut, c'est peut-être psychologique.

Le filtre secteur est un modèle inclus dans la fiche secteur de châssis.

Alimentation écrans:

L'alimentation 600 V des écrans doit rester assez stable malgré les variations de courant entraînées par la modulation; et d'un autre coté, il est intéressant que la tension chute quand le débit commence à atteindre 30 mA par tube, ce qui correspond aux 20 W qu'ils sont capables de dissiper. Une alimentation régulée par Zéners, ou par tubes à gaz permet de répondre à ces deux impératifs.

Le choix s'est porté sur la solution tubes régulateurs à gaz, types OA2 et OB2; ils peuvent supporter jusqu'à 30 mA et développent à leurs bornes une tension de 150 V pour les OA2 et de 100 V pour les OB2.

Le plus dur finalement pour cette alim est de trouver le transformateur et des condensateurs chimiques de filtrage qui ne soient pas trop secs. Avant régulation, il faut avoir de 750 à 850 V redressés, Le transformateur doit donc fournir entre 540 et 600 V, ou 2x270 à 2x300 V. C'est l'ordre de grandeur des tensions que fournissaient les transformateurs dits de BCL avec en plus des enroulements filaments 6,3 V ou 5 V.

Le transformateur récupéré ici est un peu en bas de la fourchette mais fournit 740 Volts moyens redressés quand il débite 60 mA.

Avec un transformateur 600 V, les diodes doivent pouvoir supporter au-delà de 850 V crête en inverse, on peut mettre des diodes en série pour atteindre ce chiffre si nécessaire.

Le condensateur de filtrage doit supporter de 750 à 850 V; on peut le réaliser avec trois condensateurs chimiques supportant chacun 350 V; avec trois de ces condensateurs, et des résistances d'équilibrage de 560 k, on obtient une capacité de 33 uF. Sous un débit de 60 mA, la formule i.t=C.V nous donne une ondulation résiduelle de 18 V; en charge la tension fabriquée doit donc osciller en gros de 730 à 750 V ce qui est correct, il faut en effet que le minimum de tension soit supérieur à 600 V pour que les tubes restent allumés pendant tout le cycle.

Si on regarde une rangée de OA2, il faut lui imposer un courant de l'ordre de 25 à 30 mA maximum; c'est le rôle de la résistance, elle va avoir 140 V à ses bornes, pour un courant de 30 mA sa valeur sera donc de 140/30= 4,7 k. Les deux jeux de OA2 consomment donc en tout 60 mA; avec les deux diodes qui suivent on obtient une source de 600 V 60 mA max; en effet, quand les écrans demandent du courant, c'est autant de moins qui passe dans les tubes, le courant dans les 4,7 k reste constant et égal à 30 mA, et si les tubes demandent plus de 60 mA, les tubes s'éteignent, il n'y a plus régulation et la tension commence à chuter car le courant dans les résistances passe au-dessus de 30 mA.

L'expérience a montré que les tubes OA2 fournissent souvent plus que les 150 Volts annoncés, dans ce cas on peut compenser en en remplaçant un par un OB2, qui d'ailleurs fournit souvent plus que les 100 Volts annoncés.

Le galvanomètre mesure le courant absorbé par les écrans, et les deux interrupteurs qui suivent servent à la mise au point; si on n'en ferme qu'un, une seule QB3-300 est alimentée et on mesure son courant écran sur ce galvanomètre et son courant plaque sur le milliampèremètre d'anode; lors des premiers réglages il est bon de faire cette manoeuvre pour chaque tube afin de vérifier qu'ils ont bien tous les deux les mêmes comportements.

La résistance de 220 Ohms et le condensateur de 1 uF, très théoriques sont là pour filtrer le bruit éventuellement généré par les tubes à gaz; la liaison vers le galvanomètre se fait en câble blindé, à l'aller comme au retour.

Alimentation grilles de commande:

Elle est située dans le boîtier de l'amplificateur lui même et se met en route dès qu'on allume les filaments; la tension grille en fonctionnement doit être comme on l'a vu, de l'ordre de 90 V mais en fait un peut plus négative; à ajuster pour un courant anode de repos compatible avec les possibilités de dissipation anodique des tubes.

La solution de régulation retenue ici est aussi à base de tube néon, mais avec la possibilité de lui adjoindre en série une ou des Zéners permettant d'ajuster la tension totale.

Le tube est un 85A2; sous 5 mA il doit développer une tension de 85 V, mais qui s'avère être plus proche de 90 V; il a fallu ajouter une Zéner 5,6 V pour obtenir un courant de repos anode de 40 mA par tube, satisfaisant mais limite.

En haut à gauche sur le schéma c'est un transformateur 12 V dont nous parlerons plus bas et qui sert à alimenter les divers relais de l'amplificateur; on utilise ce 12 V pour alimenter un autre relais 12 V en tête-bêche qui va nous fournir sur son primaire, devenu secondaire, une tension de 2x110 V.

Après redressement et filtrage nous obtenons 150 V continus, négatifs qui à travers les deux résistances et le tube à gaz vont nous fournir la tension grille régulée.

La résistance est divisée en deux afin d'insérer un second condensateur de filtrage de 8 uF histoire de réduire au mieux l'ondulation résiduelle.

La tension passe par le galvanomètre de grille avant d'aller vers les QB3-300. Les fils vers le galvanomètre et vers les QB3-300 sont blindés.

Le relais en série avec le tube à gaz est ouvert en période de réception, dans cette position, le tube 85A2 ne débite pas et la tension appliquée sur les grilles est de -150 V ce qui bloque le débit des QB3-300; en émission le relais est collé et la tension grille est de -95 V.

Alimentation des relais:

Le 12 V utilisé précédemment pour la génération de la tension grille est utilisé aussi pour commander le relais d'antenne et le relais de commutation de la tension grille; un redressement simple alternance fournit la tension pour ces deux relais.

La commande PTT (Push To Talk) est fournie par le transceiver, c'est un contact qui se ferme quand on passe en émission; le petit interrupteur en série dans cette commande PTT permet si désiré de l'inhiber quand on n'a pas envie que le linéaire se mette en route bien qu'il soit sous tension, par exemple pour faire des essais avec/sans ou simplement pour ne pas envoyer 400 W quand 100 suffisent.

La commande PTT met la base du PNP TIP42 ou autre à la masse ce qui a pour effet de coller les deux relais.

La diode dans le PTT permet d'avoir plusieurs appareils branchés sur le transceiver sans que l'un aille débiter dans l'autre.

La commande Tx part aussi vers le transceiver et le met en émission quand on appuie dessus, utile pour régler le circuit de sortie quand le linéaire n'est pas tout contre le transceiver.

Galvanomètres:

Anode:

Pour un courant anodique pouvant aller jusqu'à 400 mA, le galvanomètre doit être prévu pour une déviation maximale de 500 mA. D'origine c'est un 200 uA; on va donc utiliser le principe du shunt: Sur le schéma principal, le point milieu des transformateurs filaments va en fait à la masse à travers une résistance de un Ohm découplée par un condensateur de 0,1 uF, elle sert de shunt. Le galvanomètre, prolongé par une résistance Rs en série est branché sur cette résistance. Quand les tubes débitent 500 mA (hypothèse à ne pas trop tenter), il doit passer 0,2 mA dans le galvanomètre et 499,8 mA dans la résistance de un Ohm. La loi d'Ohm fait le reste: Il y a 0,4998 V aux bornes de la résistance de un Ohm, mais aussi aux bornes du galva prolongé, donc si Rg est la résistance interne du galva, on a (Rs+Rg)x0,2=0,4998 d'où Rs+Rg=2,499 k.

La résistance Rg du galvanomètre est de 100 Ohms, il faut donc lui mettre en série une résistance de 2399 Ohms; comme ça n'est pas fréquent dans les tiroirs, on la réalise en mettant des résistances plus classiques en série ou en parallèle.

Bien souder la résistance de un Ohm; si elle se débranche, le galvanomètre est mort.

Ecran:

Le galvanomètre est un 100 uA, on va lui adjoindre un shunt pour 20 mA et une protection en cas de surcharge. Sa résistance interne est de 800 Ohms.

La protection consiste à calculer le shunt S pour qu'il y ait 0,4 V à ses bornes quand le débit est de 20 mA, et de mettre une diode en parallèle; si le courant augmente exagérément, dès que la tension aux bornes du shunt atteint 0,6 V, c'est la diode qui conduit et dérive le courant.

Quand il y a 0,4 V aux bornes de l'ensemble, on a

Sx19,9/1000=0,4 soit S=20,1 Ohms

et (Rs+800)x0,1/1000=0,4 soit Rs=3200 Ohms;

il n'y a plus qu'à fabriquer ces résistances avec des arrangements série-parallèle.

Grille 1:

C'est le même type de galvanomètre et on veut une déviation maximale pour 10 mA, cela donne une résistance série de 3200 , et un shunt de 40,4 Ohms

Mise en route et réglages:

A la première mise en route, sans les QB3-300, tous les éléments sous dimensionnés explosent, résistances, condensateurs; après l'explosion d'un condensateur, j'ai mis un casque anti bruit pour la mise en route suivante.

Une fois ces détails réglés, on peut mettre les tubes, et sans la HT, vérifier qu'ils n'ont pas plus de 5 V sur leur filament.

RAPPEL la haute tension peut rester présente un certain temps aux bornes des condensateurs; les systèmes de décharge prévus peuvent être défaillant, la HT est mortelle, bien relire l'encart en haut de cette page. En outre, dès que l'on met une main dans l'appareil (pas les deux car du courant passant d'un bras à l'autre passe par le coeur); dès que l'on met une main donc, on commence auparavant par couper le secteur, par retirer le fil secteur, et avec un gros tournevis auquel on ne tient pas, on court-circuite la HT à la masse.

Un conseil, ne pas regarder l'endroit où on fait le court-circuit car on risque de le conserver sur la rétine pendant un certain temps si les condensateurs étaient chargés; sans parler du bruit, et du tournevis qui se retrouve avec quelques cratères.

Tubes installés, quand on met la haute tension, tous les galvas partent en butée, il y a des bruits bizarres, un feu de Bengale se déclenche dans le boîtier ampli et ça sent la résistance brûlée; il faut avoir la main sur l'interrupteur arrêt-marche et le réflexe rapide pour que ça ne dégénère pas. L'amplificateur est parti en auto-oscillations THF.

En THF, les bobines du circuit en pi sont une véritable self d'arrêt, donc toute l'énergie produite, et elle est importante en régime d'auto-oscillation, n'a aucune porte de sortie où s'évacuer, les tensions et les courants deviennent prohibitifs, et il faut que quelque chose claque. En général, et par chance c'est l'élément résistif qui brûle en premier, à savoir les deux résistances des circuits anti-oscillation, qui d'ailleurs portent mal leur nom puisque ça oscille.

L'oscillation peut ne se produire que pour certaines positions du condensateur variable d'anode, il est bon de lui faire faire une course complète pour vérifier.

Dans un premier temps j'ai soupçonné un trop grand nombre de spires sur les anti oscillations, mais même en diminuant la self jusqu'à une demi spire, chaque allumage correspondait à deux résistances à changer.

Si ça oscille en THF c'est qu'il y a quelque chose qui résonne en THF dans les grilles ou dans l'anode, ou dans les deux, et comme le tube monte assez haut en fréquence, ça ne pardonne pas; et pourtant la grille est censées être amortie par la résistance de 50 Ohms.

En promenant un grid dip sous les supports, on détecte en effet quelque chose vers 130 MHz. Explication: La grille, 1 ou 2, mais c'est la 1 la plus sensible, présente une certaine capacité (faible) par rapport à la masse; sa connexion aux broches du tube et les fils extérieurs ont une certaine longueur, courte mais non nulle qui se comporte comme un petite self; et un petit condensateur avec une petite self, ça fait un beau circuit accordé sur THF. A cause de ce circuit accordé, la grille n'est plus réunie à une résistance de 50 Ohms, mais placée au sommet d'un circuit accordé sur 130 MHz, l'oscillation est quasi obligatoire.

Le câblage est donc trop long quelque part la seule solution est de le raccourcir pour amener les résonances parasites assez haut pour que le tube n'ait plus assez de gain pour auto-osciller.

Le câblage d'origine est montré sur la photo à gauche et le câblage définitif à droite: Le circuit de grille 1 est un peu différent, il y avait une self de choc coté polarisation, et la grille 2 était découplée à la masse sur chaque borne du support, ce qui faisait une boucle entre les connexions internes du tube et le châssis lui même.

La self de choc est assez longue, et elle pouvait en plus capter de la HF revenant de l'anode, les boucles d'écran pouvaient en faire autant; le tout a été raccourci.

Une fois ces modifications faites, il n'est plus possible de trouver la résonance VHF au grid dip, et quand on met le tout sous tension ... Rien n'explose! Quelle que soit la position du condensateur variable, l'amplificateur est inconditionnellement stable. Il n'y a plus qu'à appuyer sur le PTT du transceiver.

Les réglages sont faits au Two Tone Test et assez rapidement pour ne pas trop fatiguer les tubes; première constatation, on voit mal le creux de plaque, d'autant moins que le CV avec ses quinze tours est assez long à manipuler; les réglages se font en fait au maximum de HF en vérifiant que le courant anode, ou écran ne s'emballe pas. Pour les maximums de HF, on trouve les positions des deux condensateurs du circuit en pi à peu près où le calcul l'avait prédit, ce qui est bon signe pour la théorie, et les puissances comme prévu sont inférieures à la théorie, il doit y avoir pas mal de perte dans les bobines. On frise les 500 W sur les bandes basses, les 400 sur les bandes hautes, sauf sur 28 MHz où on a moins, les QB3-300 ayant dû lire la réglementation française.

Autre réalisation:

Par F6BES

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